Los amplificadores de baja frecuencia están diseñados principalmente para proporcionar una determinada potencia al dispositivo de salida, que puede ser un altavoz, el cabezal de grabación de una grabadora, un devanado de relé, una bobina de instrumento de medición, etc. Las fuentes de señal de entrada son un captador de sonido, un fotocélula y diversos convertidores de cantidades no eléctricas en eléctricas. Como regla general, la señal de entrada es muy pequeña y su valor es insuficiente para el funcionamiento normal del amplificador. En este sentido, delante del amplificador de potencia se incluyen una o más etapas preamplificadoras, que realizan las funciones de amplificadores de tensión.
En las etapas preliminares de ULF, las resistencias se utilizan con mayor frecuencia como carga; se ensamblan utilizando lámparas y transistores.
Los amplificadores basados en transistores bipolares generalmente se ensamblan utilizando un circuito emisor común. Consideremos el funcionamiento de dicha cascada (Fig. 26). voltaje de onda sinusoidal estás en suministrado a la sección base-emisor a través de un condensador de aislamiento Cp1, lo que crea una ondulación de la corriente base en relación con el componente constante yo b0. Significado yo b0 determinado por el voltaje de la fuente mi k y resistencia de resistencia r b. Un cambio en la corriente de base provoca un cambio correspondiente en la corriente del colector que pasa a través de la resistencia de carga. rn. El componente alterno de la corriente del colector crea en la resistencia de carga. rk caída de voltaje amplificada en amplitud estás fuera.
El cálculo de dicha cascada se puede realizar gráficamente utilizando los que se muestran en la Fig. 27 características de entrada y salida de un transistor conectado según un circuito con un OE. Si la resistencia de carga rn y voltaje de fuente mi k se dan, entonces la posición de la línea de carga está determinada por los puntos CON Y D. Al mismo tiempo, el punto D dado por valor mi k, y punto CON- descarga eléctrica yo a =mi k/rn. Linea de carga CD cruza la familia de características de salida. Seleccionamos el área de trabajo en la línea de carga para que la distorsión de la señal durante la amplificación sea mínima. Para ello, los puntos de intersección de la recta CD con características de salida debe estar dentro de los tramos rectos de este último. El sitio cumple con este requisito. AB líneas de carga.
El punto de funcionamiento para una señal de entrada sinusoidal se encuentra en el medio de esta sección: punto ACERCA DE. La proyección del segmento AO sobre el eje de ordenadas determina la amplitud de la corriente del colector, y la proyección del mismo segmento sobre el eje de abscisas determina la amplitud del componente variable del voltaje del colector. Punto de operación oh determina la corriente del colector yo k0 y voltaje del colector U ke0 correspondiente al modo de reposo.
Además, punto oh Determina la corriente de reposo de la base. yo b0, y por tanto la posición del punto de funcionamiento Oh" en la característica de entrada (Fig. 27, a, b). a puntos A Y EN las características de salida corresponden a puntos A" Y EN" en la característica de entrada. Proyección de segmento de línea Una "O" el eje x determina la amplitud de la señal de entrada U entrada t, en el que se garantizará el modo de distorsión mínima.
Estrictamente hablando, U entrada t, debe estar determinado por la familia de características de entrada. Pero dado que las características de entrada a diferentes valores de voltaje Uke, difieren ligeramente, en la práctica utilizan la característica de entrada correspondiente al valor promedio Uke=Uke 0.
Etapas de salida basadas en "dos"
Como fuente de señal utilizaremos un generador de corriente alterna con una resistencia de salida sintonizable (de 100 Ohmios a 10,1 kOhmios) en pasos de 2 kOhmios (Fig. 3). Por lo tanto, al probar el VC a la resistencia máxima de salida del generador (10,1 kOhm), acercaremos hasta cierto punto el modo de funcionamiento del VC probado a un circuito con un circuito de retroalimentación abierto, y en otro (100 ohmios). a un circuito con un circuito cerrado de retroalimentación.
Los principales tipos de transistores bipolares compuestos (BT) se muestran en la figura. 4. Con mayor frecuencia en VC, se usa un transistor Darlington compuesto (Fig. 4a) basado en dos transistores de la misma conductividad (Darlington "doble"), con menos frecuencia, un transistor Szyklai compuesto (Fig. 4b) de dos transistores de diferente conductividad con un sistema operativo negativo actual, y con menos frecuencia, un transistor Bryston compuesto (Bryston, Fig. 4 c).
El transistor "diamante", un tipo de transistor compuesto Sziklai, se muestra en la figura. 4 g A diferencia del transistor Szyklai, en este transistor, gracias al "espejo de corriente", la corriente del colector de ambos transistores VT 2 y VT 3 es casi la misma. A veces se utiliza el transistor Shiklai con un coeficiente de transmisión superior a 1 (Fig. 4 d). En este caso, K P =1+ R 2/ R 1. Se pueden obtener circuitos similares utilizando transistores de efecto de campo (FET).
1.1. Etapas de salida basadas en "dos". "Deuka" es una etapa de salida push-pull con transistores conectados según un circuito Darlington, Szyklai o una combinación de ellos (etapa cuasi complementaria, Bryston, etc.). En la figura 1 se muestra una etapa de salida típica de contrafase basada en un dos Darlington. 5. Si las resistencias emisoras R3, R4 (Fig. 10) de los transistores de entrada VT 1, VT 2 están conectadas a buses de potencia opuestos, entonces estos transistores funcionarán sin corte de corriente, es decir, en modo clase A.
Veamos qué emparejamiento darán los transistores de salida para los dos "Darlingt she" (Fig. 13).
En la Fig. La Figura 15 muestra un circuito VK utilizado en uno de los amplificadores profesionales y profesionales.
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El esquema Siklai es menos popular en VK (Fig. 18). En las primeras etapas del desarrollo del diseño de circuitos para transistores UMZCH, las etapas de salida casi complementarias eran populares, cuando el brazo superior se realizaba según el circuito de Darlington y el inferior según el circuito de Sziklai. Sin embargo, en la versión original, la impedancia de entrada de los brazos de VC es asimétrica, lo que provoca una distorsión adicional. En la figura 1 se muestra una versión modificada de dicho VC con un diodo Baxandall, que utiliza la unión base-emisor del transistor VT 3. 20.
Además de los "dos" considerados, existe una modificación del Bryston VC, en la que los transistores de entrada controlan los transistores de una conductividad con la corriente del emisor, y la corriente del colector controla los transistores de una conductividad diferente (Fig. 22). Se puede implementar una cascada similar en transistores de efecto de campo, por ejemplo, MOSFET lateral (Fig. 24).
La etapa de salida híbrida según el circuito de Sziklai con transistores de efecto de campo como salidas se muestra en la Fig. 28. Consideremos el circuito de un amplificador paralelo que utiliza transistores de efecto de campo (Fig. 30).
Como forma eficaz de aumentar y estabilizar la resistencia de entrada de un "dos", se propone utilizar un amortiguador en su entrada, por ejemplo, un seguidor de emisor con un generador de corriente en el circuito del emisor (Fig. 32).
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De los “dos” considerados, el peor en términos de desviación de fase y ancho de banda fue el Szyklai VK. Veamos qué puede hacer el uso de un búfer en tal cascada. Si en lugar de un búfer utiliza dos transistores de diferentes conductividades conectados en paralelo (Fig. 35), entonces puede esperar una mejora adicional en los parámetros y un aumento en la resistencia de entrada. De todos los circuitos de dos etapas considerados, el circuito de Szyklai con transistores de efecto de campo demostró ser el mejor en términos de distorsiones no lineales. Veamos qué hará la instalación de un búfer paralelo en su entrada (Fig. 37).
Los parámetros de las etapas de salida estudiadas se resumen en la Tabla. 1 .
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El análisis de la tabla nos permite sacar las siguientes conclusiones:
- cualquier VC de los "dos" en BT como carga UN no es adecuado para trabajar en un UMZCH de alta fidelidad;
- las características de un VC con CC en la salida dependen poco de la resistencia de la fuente de señal;
- una etapa de búfer en la entrada de cualquiera de los "dos" del BT aumenta la impedancia de entrada, reduce el componente inductivo de la salida, expande el ancho de banda y hace que los parámetros sean independientes de la impedancia de salida de la fuente de señal;
- VK Siklai con salida de CC y un búfer paralelo en la entrada (Fig. 37) tiene las características más altas (distorsión mínima, ancho de banda máximo, desviación de fase cero en el rango de audio).
Etapas de salida basadas en "triples"
En los UMZCH de alta calidad, se utilizan con mayor frecuencia estructuras de tres etapas: tripletes Darlington, Shiklai con transistores de salida Darlington, Shiklai con transistores de salida Bryston y otras combinaciones. Una de las etapas de salida más populares en la actualidad es un VC basado en un transistor Darlington compuesto de tres transistores (Fig. 39). En la Fig. La Figura 41 muestra un VC con derivación en cascada: los repetidores de entrada operan simultáneamente en dos etapas, las cuales, a su vez, también operan en dos etapas cada una, y la tercera etapa está conectada a la salida común. Como resultado, los transistores cuádruples funcionan en la salida de dicho VC.
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El circuito VC, en el que se utilizan transistores Darlington compuestos como transistores de salida, se muestra en la figura. 43. Los parámetros del VC en la Fig. 43 se pueden mejorar significativamente si incluye en su entrada una cascada de búfer paralela que ha demostrado su eficacia con "dos" (Fig. 44).
Variante de VK Siklai según el diagrama de la Fig. 4 g usando transistores Bryston compuestos se muestra en la Fig. 46. En la Fig. La Figura 48 muestra una variante del VK en transistores Sziklai (Fig. 4e) con un coeficiente de transmisión de aproximadamente 5, en el que los transistores de entrada operan en clase A (los circuitos del termostato no se muestran).
En la Fig. La figura 51 muestra el VC según la estructura del circuito anterior con sólo un coeficiente de transmisión unitario. La revisión estará incompleta si no nos detenemos en el circuito de la etapa de salida con corrección de no linealidad de Hawksford, que se muestra en la Fig. 53. Los transistores VT 5 y VT 6 son transistores Darlington compuestos.
Reemplacemos los transistores de salida por transistores de efecto de campo del tipo Lateral (Fig.57
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Los circuitos antisaturación de los transistores de salida contribuyen a aumentar la confiabilidad de los amplificadores al eliminar las corrientes de paso, que son especialmente peligrosas cuando se recortan señales de alta frecuencia. Las variantes de tales soluciones se muestran en la Fig. 58. A través de los diodos superiores, el exceso de corriente de base se descarga en el colector del transistor cuando se acerca al voltaje de saturación. El voltaje de saturación de los transistores de potencia suele estar en el rango de 0,5...1,5 V, que coincide aproximadamente con la caída de voltaje en la unión base-emisor. En la primera opción (Fig. 58 a), debido al diodo adicional en el circuito base, el voltaje del emisor-colector no alcanza el voltaje de saturación en aproximadamente 0,6 V (caída de voltaje a través del diodo). El segundo circuito (Fig. 58b) requiere la selección de resistencias R 1 y R 2. Los diodos inferiores en los circuitos están diseñados para apagar rápidamente los transistores durante las señales de pulso. Se utilizan soluciones similares en los interruptores de alimentación.
A menudo, para mejorar la calidad, los UMZCH están equipados con una fuente de alimentación separada, aumentada en 10...15 V para la etapa de entrada y el amplificador de voltaje y disminuida para la etapa de salida. En este caso, para evitar fallos de los transistores de salida y reducir la sobrecarga de los transistores de presalida, es necesario utilizar diodos protectores. Consideremos esta opción usando el ejemplo de modificación del circuito en la Fig. 39. Si el voltaje de entrada aumenta por encima del voltaje de suministro de los transistores de salida, los diodos adicionales VD 1, VD 2 se abren (Fig. 59) y el exceso de corriente de base de los transistores VT 1, VT 2 se vierte en los buses de potencia del transistores finales. En este caso, no se permite que el voltaje de entrada aumente por encima de los niveles de suministro para la etapa de salida del VC y se reduce la corriente del colector de los transistores VT 1, VT 2.
Circuitos de polarización
Anteriormente, por motivos de simplicidad, en lugar de un circuito de polarización en el UMZCH, se utilizaba una fuente de voltaje separada. Muchos de los circuitos considerados, en particular las etapas de salida con un seguidor paralelo en la entrada, no requieren circuitos de polarización, lo que constituye su ventaja adicional. Ahora veamos los esquemas de desplazamiento típicos, que se muestran en la Fig. 60, 61.
Generadores de corriente estables. En los UMZCH modernos se utilizan ampliamente varios circuitos estándar: una cascada diferencial (DC), un reflector de corriente ("espejo de corriente"), un circuito de cambio de nivel, un cascode (con fuente de alimentación en serie y en paralelo, este último también se llama "cascodo roto"), un generador de corriente estable (GST), etc. Su uso correcto puede mejorar significativamente las características técnicas de UMZCH. Estimaremos los parámetros de los principales circuitos GTS (Fig. 62 - 6 6) mediante modelado. Supondremos que el GTS es una carga de la ONU y está conectado en paralelo con el VC. Estudiamos sus propiedades mediante una técnica similar al estudio de VC.
Reflectores actuales
Los circuitos GTS considerados son una variante de una carga dinámica para una ONU de un solo ciclo. En un UMZCH con una cascada diferencial (DC), para organizar una carga contradinámica en la ONU, utilizan la estructura de un "espejo de corriente" o, como también se le llama, un "reflector de corriente" (OT). Esta estructura del UMZCH era característica de los amplificadores de Holton, Hafler y otros. Los circuitos principales de los reflectores actuales se muestran en la Fig. 67. Pueden ser con un coeficiente de transmisión unitario (más precisamente, cercano a 1), o con una unidad mayor o menor (reflectores de corriente de escala). En un amplificador de voltaje, la corriente OT está en el rango de 3...20 mA: por lo tanto, probaremos todos los OT con una corriente de, por ejemplo, aproximadamente 10 mA según el diagrama de la Fig. 68.
Los resultados de la prueba se dan en la tabla. 3.
Como ejemplo de amplificador real, el circuito amplificador de potencia S. BOCK, publicado en la revista Radiomir, 201 1, No. 1, p. 5 - 7; Núm. 2, pág. 5 - 7 Radiotécnica n° 11, 12/06
El objetivo del autor era construir un amplificador de potencia adecuado tanto para sonar en el "espacio" durante eventos festivos como para discotecas. Por supuesto, quería que cupiera en un estuche de tamaño relativamente pequeño y fuera fácil de transportar. Otro requisito para ello es la fácil disponibilidad de los componentes. En un esfuerzo por lograr calidad Hi-Fi, elegí un circuito de etapa de salida simétrico complementario. La potencia de salida máxima del amplificador se fijó en 300 W (con una carga de 4 ohmios). Con esta potencia, el voltaje de salida es de aproximadamente 35 V. Por lo tanto, el UMZCH requiere un voltaje de suministro bipolar dentro de 2x60 V. El circuito amplificador se muestra en la Fig. 1 . El UMZCH tiene una entrada asimétrica. La etapa de entrada está formada por dos amplificadores diferenciales.
A. PETROV, Radiomir, 201 1, núm. 4 - 12
Etapas de preamplificación. Una fuente de señal típica utilizada para desarrollar un voltaje de salida de 50-200 mV. Los amplificadores de alta calidad se orientaron hacia este voltaje. Anteriormente se ubicaban circuitos de corrección entre los enchufes de entrada y la rejilla de la primera lámpara, en los que la señal se atenuaba al menos a la mitad (6 dB) en la entrada más sensible. En el control de volumen con compensación fina, la atenuación mínima de la señal es de otros 6 dB. Los controles de tono que proporcionan ±20 dB de control suelen atenuar la señal entre otros 30-40 dB. Si había seguidores de cátodo en los circuitos de entrada, la pérdida de señal aumentaba otros 3-6 dB. Entonces, la atenuación total de la señal solía ser de 45 a 58 dB. El voltaje de la señal en las rejillas de las lámparas de la etapa final es en promedio de 10 a 20 V. La relación entre este valor y el voltaje de la señal de entrada es 10/0,05 = 200 (46 dB). Así, la amplificación de las etapas preliminares, teniendo en cuenta la atenuación de la señal y el voltaje requerido en las rejillas de las lámparas de la etapa final, debería haber sido previamente del orden de 90-100 dB. En otras palabras, la ganancia de las etapas preliminares debería ser de aproximadamente 100.000. Este es un valor bastante significativo para un amplificador de baja frecuencia. Si la ganancia de voltaje de cada una de las etapas del amplificador es aproximadamente 10, entonces, obviamente, el número de etapas debe ser igual a 5. Si la ganancia de cada etapa es aproximadamente 100, el número total de etapas será igual a 3 (con cierto margen). Dado que casi cualquier triodo de válvulas de baja frecuencia moderno proporciona una ganancia de 10 por etapa, y una ganancia de 100 por etapa es el límite incluso para buenos pentodos de baja frecuencia, se puede argumentar que para los amplificadores de válvulas el número de pre- Las etapas de amplificación deben oscilar entre tres y cinco.
¿Cuántas cascadas deberías hacer: 3 o 5? La primera respuesta, por supuesto, es "3". Sin embargo, no hay necesidad de apresurarse. Tres cascadas: esto significa que la ganancia mínima de la cascada es igual a la raíz tercera de 10000. Tenga en cuenta que no se trata del μ de la lámpara, sino de la ganancia de la cascada, que rara vez supera el 50% del μ de la lámpara. Por tanto, ya no se necesitan triodos. Esto significa que habrá tres cascadas en pentodos o, en casos extremos, dos en pentodos y una en triodo. Este último circuito, que no tiene margen de ganancia, no permite el uso de retroalimentación negativa en el circuito, es decir Prácticamente inadecuado para amplificadores de alta fidelidad, porque sin retroalimentación negativa es imposible reducir el coeficiente de distorsión no lineal y ampliar el rango de frecuencia a los valores requeridos. Tres etapas en los pentodos pueden permitir la introducción de retroalimentación negativa, pero luego la primera etapa de entrada también se ensambla en el pentodo, y en este caso, como muestra la experiencia, es casi imposible lograr una ausencia total del efecto de micrófono y de fondo. nivel inferior a 60 dB. El otro extremo, cinco etapas en triodos, siempre proporciona la ganancia requerida incluso en las peores válvulas; sin embargo, utilizando válvulas con una ganancia promedio de aproximadamente 20-50, es fácil obtener la ganancia requerida con un margen suficiente con cuatro triodos ( es decir, en dos lámparas dobles). Este esquema es el más común. Es cierto que muchas empresas extranjeras producen un pentodo especialmente diseñado para la etapa de entrada con un bajo nivel de ruido propio y no propenso a los efectos del micrófono (EF-184, EF-804, etc.). Usando un pentodo de este tipo y triodos posteriores con un gran μ (90-120) del tipo ECC-83, es posible obtener la ganancia requerida en tres etapas usando el sistema pentodo - triodo - triodo, pero en primer lugar, dicho sistema requiere el uso de lámparas especiales y, en segundo lugar, acero para transformadores de muy alta calidad, lámparas finales altamente sensibles, etc. Por tanto, este esquema no es adecuado.
Nota. En el siglo XXI la situación ha cambiado significativamente. Hoy en día nadie utiliza etapas de preamplificación analógicas físicas. El preprocesamiento de la señal se confía a DAC de alta calidad. La señal de entrada se considera normal a 1-2 voltios. Por lo tanto, para un terminal de tubo, una amplificación de 20 a 50 veces es suficiente. Y esta tarea la realiza un tubo de vacío en la etapa del preamplificador. Se trata, por ejemplo, de un triodo doble que combina las funciones de un bass reflex. Es por eso que toda la basura de numerosas cascadas sucesivas permanece en el pasado lejano. Evgeny Bortnik.
Reflejos de graves. Si el inversor de fase se ensambla según un circuito en el que cada brazo es también un amplificador (por ejemplo, según el diagrama de la Fig. 1), entonces la ganancia de este brazo se tiene en cuenta en la ganancia total del camino. Le recordamos que debe tener en cuenta la ganancia de un solo brazo, ya que el segundo brazo del inversor es solo un igualador del segundo brazo de la etapa final push-pull y no forma parte del camino general de amplificación.
Si el inversor de fase se ensambla de acuerdo con un circuito seguidor de cátodo simétrico (Fig.2), entonces su ganancia es siempre menor que la unidad, por lo que dicha etapa no solo no es una etapa de amplificación, sino que también requiere un aumento adicional en la ganancia total. entre 4 y 6 dB.
El método para seleccionar la ganancia de un amplificador de transistores es exactamente el mismo. Ahora específicamente sobre los circuitos de las propias etapas del preamplificador. Estos son los amplificadores resistivos más simples sin ninguna característica de circuito. Típico para todas las etapas, tanto triodos como pentodos, son las cargas del ánodo (colector) reducidas de 2 a 5 veces en comparación con los valores calculados óptimos para expandir el ancho de banda hacia frecuencias más altas, aumentadas a 0,1-0 condensadores de transición y. resistencias de fuga de red de hasta 1-1,5 MΩ para reducir la caída de la respuesta de frecuencia en bajas frecuencias, el uso de retroalimentación de corriente negativa en todas las etapas excepto en aquella en la que está ensamblada la unidad de control de respuesta de frecuencia. En cuanto a los elementos de amplificación en sí, en los últimos años han aparecido muchos tipos nuevos de lámparas y transistores con excelentes parámetros. Así, el valor de S para las lámparas de baja potencia llegó a ser igual a 30-50 mA/V frente a los valores habituales de 3-10 mA/V y, por tanto, la sensibilidad de las lámparas aumentó considerablemente. Los cálculos muestran que teóricamente toda la preamplificación se puede obtener incluso en dos etapas con este tipo de lámparas. Sin embargo, sería útil advertir a los aficionados que no se apresuren a elegir este tipo de lámparas. Y el punto aquí no es el conservadurismo, sino el hecho de que un aumento en, digamos, la pendiente de las lámparas se logra mediante una fuerte disminución en el espacio entre la rejilla de control y el cátodo, lo que aumenta significativamente la tendencia de la lámpara a generar corrientes térmicas y las enormes distorsiones no lineales resultantes. También son importantes el alto coste y la menor durabilidad de este tipo de lámparas. Se puede argumentar que válvulas como 6N1P, 6N2P, 6NZP, 6N23P, 6N24P, 6Zh1P, 6Zh5P, probadas durante muchos años de práctica, son muy adecuadas para las etapas preliminares incluso de los mejores y más modernos amplificadores. Por ejemplo, a continuación se muestran varios circuitos de la CPU en lámparas en sus modos normales.
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En la figura 3. Se muestran las etapas del preamplificador de válvulas. a - amplificador de dos etapas con retroalimentación interna entre etapas; b - cascada con realimentación linealizadora en el circuito de la rejilla de protección.
Etapas finales y prefinales – amplificadores de potencia. Formalmente, las cascadas pre-terminales (controladores, de la palabra inglesa drive - excitar, configurar, oscilar) se clasifican como amplificadores de voltaje, es decir, cascadas preliminares, pero se analizan en este, y no en el párrafo anterior, para enfatizar que por la naturaleza del trabajo y en términos de modos de uso, los controladores están mucho más cerca de los amplificadores finales, es decir. amplificadores de potencia. Los amplificadores de alta fidelidad se caracterizan por una importante potencia de salida del orden de 15-50W. Esto significa que para excitar (impulsar) la etapa final sin distorsiones no lineales notables, ya se requiere una potencia del orden de 1-5 W, a un voltaje de hasta 25-35 V, y si tenemos en cuenta los requisitos para Al reducir las distorsiones no lineales, queda claro que los triodos convencionales de baja potencia no pueden excitar lámparas terminales potentes. Por tanto, resulta lógico y justificado utilizar lámparas de alta potencia en la última etapa de amplificación de voltaje. Es posible que, teóricamente, sería más correcto hacer que las etapas pre-terminales en todos los casos sean transformadoras o inductoras para obtener el valor más alto del factor de utilización de la tensión anódica ξ, pero hay varias razones por las que esto no debería ser así. hecho. La cascada de transformadores siempre introduce distorsiones de frecuencia notables y, a potencias superiores a 1-2 W, distorsiones no lineales notables. Además, los transformadores son relativamente caros, complejos y laboriosos de fabricar, pesados y voluminosos, sensibles a las interferencias magnéticas y al mismo tiempo una fuente de interferencias de audiofrecuencia para otros circuitos amplificadores (principalmente los de entrada).
Al mismo tiempo, los radioaficionados ahora tienen a su disposición lámparas económicas, de banda ancha y de potencia media, que permiten obtener fácilmente una potencia no distorsionada de aproximadamente 2-4 W con una resistencia de carga activa. Estos incluyen principalmente lámparas de los tipos 6P15P, 6E5P, 6F3P, 6F4P, 6F5P, 6Zh5P, 6Zh9P, etc. Sin embargo, esta cuestión debe abordarse con más cuidado. En algunos casos, por razones de simplificación de la coordinación, sigue siendo aconsejable utilizar una conexión por transformador. Los circuitos de preamplificador se muestran a continuación.
Para las cascadas finales de baja frecuencia con una potencia de hasta 10-12 W, los radioaficionados en la mayoría de los casos utilizan lámparas del tipo 6P14P, en parte porque proporcionan con bastante facilidad la potencia especificada. Además, lamentablemente no existen otras lámparas adecuadas para este fin. Una lámpara tan anticuada, aunque muy buena, como la 6P3S (6L6) Hoy en día No se puede recomendar y la industria no produce lámparas especiales más potentes para etapas finales ULF como la alemana EL-34. [¡Extraña conclusión, sin ningún motivo, en 1980-90 no se puede recomendar el uso de 6P3S! Puro voluntarismo del Sóviet de Diputados. En el siglo XXI, por ejemplo, las lámparas 6P3S pueden recomendarse encarecidamente para diseñar un amplificador de válvulas. Es importante encontrar ejemplares en buen estado de conservación. E.B.] La gente a menudo intenta obtener más potencia de los mismos tubos 6P14P forzando el modo, pero este camino es completamente inaceptable debido al fuerte deterioro de la confiabilidad del amplificador y al aumento de las distorsiones no lineales cuando aparece una corriente térmica de red.
Teniendo en cuenta lo anterior, podemos recomendar a los radioaficionados que utilicen lámparas 6P14P en cualquier circuito push-pull solo con potencias que no excedan los 10 vatios. [Una recomendación sorprendentemente sin sentido al estilo de “ya que no hay nada bueno, entonces haz lo que haces”. El autor parece una autoridad fría, pero escribe tonterías. E.B.] Con una mayor potencia de salida, es necesario cambiar a lámparas que obviamente no son de "baja frecuencia" como 6P31S, 6P36S, 6P20S, GU-50, 6N13S (6N5S), tanto en circuitos push-pull clásicos como ultralineales. y en circuitos puente menos familiares para los radioaficionados, también llamados push-pull-paralelo. Las primeras tres de estas lámparas están diseñadas para usarse en las cascadas finales de televisores de barrido horizontal y permiten extraer energía de hasta 25 W de dos lámparas con un generador GU-50 con un voltaje de ánodo de 500-750 V (y según corresponda); según su pasaporte tiene Ua.work = 1000 V) es fácil entrega una potencia de 40-60W en un circuito push-pull; El triodo doble 6N13S, diseñado específicamente como lámpara de control en circuitos estabilizadores de voltaje electrónicos, tiene una resistencia interna muy baja y, con un voltaje de ánodo relativamente bajo, permite obtener una potencia de al menos 15 W (por cilindro) en un circuito push-pull convencional, y cuando se encienden, dos triodos en cada brazo en paralelo (dos cilindros) en circuitos push-pull y puente convencionales proporcionan una potencia de salida de hasta 25 W. Utilizando las lámparas enumeradas, el radioaficionado tiene una amplia variedad de opciones para actividades creativas.
[Otra recomendación en un vago estado de conciencia. Me pregunto por qué las lámparas gemelas o triples no son adecuadas para actividades creativas. ¿Quizás el autor simplemente no conoce las reglas para la conexión paralela de radioelementos? Es decir, una conexión en paralelo, con una selección de copias de alta calidad, ofrece muchas opciones intermedias para amplificadores muy potentes con características decentes. Es extraño leer la recomendación de una lámpara 6P31S, que no es en absoluto más potente que la 6P14P, pero tiene características mucho peores. Y también es decepcionante ver recomendaciones rápidas para el uso de lámparas 6N13C (en paralelo, por cierto). Una demostración sorprendente de frivolidad, ya que el autor desconoce por completo la práctica, porque las lámparas 6N13C son un guano raro. La dispersión de características de las mitades tiene un rango del 100% o más. Es casi imposible seleccionarlos con precisión para la conexión en paralelo, por lo que el amplificador no puede entregar una potencia significativa a la carga sin sobrecalentar una de las mitades, y es poco probable que el factor de utilización supere el 40-50%. Y los circuitos paralelos simples para 6N13S, sin kits de carrocería niveladores, no son adecuados. Y las discusiones sobre las lámparas son conmovedoras, porque hay muchas otras lámparas excelentes, a diferencia de las recomendadas, por ejemplo 6P13S, 6P44S, 6P45S, G807, en casos extremos, las lámparas 6P3S son adecuadas. EB]
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Fig.5. Potentes etapas finales de la ruta ULF de baja frecuencia. a - en lámparas 6P36S en conmutación ultralineal; b - en lámparas GU-50 en un circuito paralelo push-pull; c - en lámparas 6N13S con equilibrio de polarización fijo
Dado que todos los circuitos se consideraron de baja frecuencia, es decir. diseñado para un ancho de banda limitado (no más de 5-8 kHz), no se dijo nada sobre transformadores de salida, bobinas de choque y autotransformadores. Todos ellos son los más habituales, ensamblados sobre núcleos en forma de W o en banda fabricados en acero de transformador simple de 0,35 mm de espesor. No existen mayores requisitos para el diseño del bastidor y los devanados, a excepción de un alto grado de simetría de las mitades individuales del devanado primario. Este requisito es especialmente importante para circuitos ultralineales para cambiar lámparas terminales. Los valores de inductancia y capacitancia de fuga del devanado primario no son significativos. Los devanados secundarios con potencias superiores a 10 W deben enrollarse con un cable lo más grueso posible para reducir las pérdidas activas. Es recomendable realizar varios toques para seleccionar el mejor modo de funcionamiento para la etapa final. Esta cuestión se analiza con más detalle en el siguiente párrafo. Las etapas finales de alta frecuencia de los amplificadores Hi-Fi de dos canales son significativamente diferentes de las de baja frecuencia, por lo que las recomendaciones al respecto serán diferentes. En primer lugar, esto se aplica a los tipos de lámparas. [ razonamiento asombroso. El autor inventó su propia clasificación de LF y HF. Incluso para un completo aficionado que haya leído la sección sobre válvulas de vacío, en primer lugar, es obvio que la división de frecuencia inventada no tiene nada que ver con las válvulas de vacío; su alcance llega a cientos de megahercios; La lámpara 6P14P es violeta, cuyas señales de frecuencia deben amplificarse, ya sea 0,1 kHz, 1 kHz, 5 kHz, 8 kHz, 16 kHz o 32 kHz. Pero en lo que respecta al transformador adecuado, esta pregunta ya es relevante. Pero aquí tampoco hay que preocuparse, porque... hasta 18-20 kHz, los transformadores normales son adecuados; no es necesario enrollar nada en absoluto. Y para frecuencias superiores a 20 kHz deberías cambiar a ferritas. Parece que el autor no ha oído nada sobre seccionar los devanados para mejorar la respuesta de frecuencia y recomienda un cable grueso para el devanado secundario. Y el concepto de PÉRDIDAS ACTIVAS es una absoluta tontería, ya que no hay pérdidas pasivas y tampoco hay pérdidas reactivas. EB]
Dado que la potencia de los canales de alta frecuencia, incluso en amplificadores de primera clase, está en el rango de 10 a 12 W, las lámparas más adecuadas son 6P14P y 6N13S. Los mejores circuitos de conmutación son los ultralineales push-pull, puenteados en 6P14P en conmutación de triodo y "de dos pisos" en 6N13S. En cuanto al último esquema, cuya versión más común se muestra en la Fig. 6, podemos decir que, aunque no es nuevo en un sentido teórico, se generalizó en los equipos de radiodifusión recién en los años 60 del siglo pasado. Como suele suceder, el plan se ha generalizado mucho y, cuando se habla de sus ventajas, normalmente no se habla de sus desventajas. Intentemos evaluar objetivamente ambos.
[En primer lugar, propongo evaluar sensatamente la consecuencia más importante de la creación de circuitos sin transformador. Los últimos 50 años han demostrado que tales planes no han recibido ninguna distribución y no podrían haberla recibido. A medida que aumenta el nivel de vida, aumenta el valor de la salud. Por lo tanto, la principal e insuperable desventaja de los circuitos sin transformador, la falta de aislamiento galvánico de una fuente de alto voltaje, nunca permitirá que dichos circuitos alcancen al menos cierta distribución entre la población humana. Y dejemos que los soñadores estudien y analicen los modos de dichos circuitos hasta que se les ponga azul la cara.]
Fig.6. Uno de los circuitos de etapa final más comunes con conexión en serie de lámparas de CC.
Conectar dos lámparas en serie para corriente continua equivale a que para corriente alterna ambas están conectadas en paralelo con respecto a la carga, por lo que su resistencia interna total es en realidad cuatro veces menor que la de una cascada push-pull convencional. . Si para un circuito de este tipo tomamos lámparas cuya resistencia interna es menor de lo habitual y utilizamos altavoces de impedancia relativamente alta como carga, resulta que el transformador de salida, según los cálculos, en este caso tendría un coeficiente de transformación cercano a unidad o, en todo caso, medida en unidades. Entonces es posible conectar la carga a las lámparas directamente, sin transformador de salida. Esto, por supuesto, es una ventaja incondicional del plan. Sin embargo, esta dignidad tiene un precio alto. En primer lugar, el encendido directo de la carga sigue siendo imposible debido a la presencia en los puntos de encendido de la mitad del voltaje de la fuente de alimentación (120-150V). Por lo tanto, los altavoces deben encenderse a través de un condensador de desacoplamiento, cuya capacitancia está directamente relacionada con la resistencia de carga y el límite inferior de la banda de paso. De hecho, si la pérdida de voltaje permitida de la señal útil en el capacitor separador es del 10% del valor de la señal misma, entonces a Rн=20 Ohm y flujo=40 Hz la reactancia del capacitor no debe exceder los 2 Ohm, de los cuales su capacitancia es igual a
Está claro que sólo un condensador electrolítico puede tener tal capacitancia, pero debe recordarse que su voltaje de funcionamiento no debe ser al menos inferior al voltaje total de la fuente de alimentación, es decir, 300-350V. Y luego resulta que el costo de dicho capacitor no es en absoluto menor que el costo del transformador de salida, especialmente porque, a diferencia de un capacitor, un radioaficionado siempre puede fabricar un transformador él mismo, si es necesario. Por supuesto, es posible fabricar un altavoz con una resistencia de bobina móvil no de 20, sino de 200 ohmios, lo que, en las mismas condiciones, permitirá reducir la capacitancia del condensador de acoplamiento a 200 μF, pero en este caso el costo de el altavoz aumenta bruscamente. Sin embargo, este no es el único inconveniente de este esquema. La segunda es que cuando las lámparas se conectan en serie con corriente continua, solo se aplica la mitad del voltaje de la fuente del ánodo a cada una de ellas, por lo que el circuito solo puede funcionar bien en lámparas especiales cuyo voltaje nominal del ánodo no exceda los 100-150V. . Sin embargo, la mayoría de las lámparas de este tipo tienen una potencia de salida máxima insignificante, que rara vez supera unos pocos vatios. Además, los estudios han demostrado que cuando se utilizan pentodos, este circuito es fundamentalmente algo asimétrico, lo que lo hace inadecuado para las etapas finales de baja frecuencia de los amplificadores Hi-Fi. En cascadas de alta frecuencia, el primer inconveniente desaparece inmediatamente, ya que con los valores seleccionados en el cálculo anterior y el límite inferior del flujo del canal HF = 2 kHz, el valor de capacitancia del condensador separador
Además, en este caso, se producirá una pérdida de señal del diez por ciento solo en la parte peor, prácticamente inactiva, de la banda de paso, y en ftop = 20 kHz la pérdida de señal será solo del 1%. Además, la potencia de salida requerida para la etapa final de RF es significativamente menor que para la etapa LF, lo que permite el uso de un triodo doble 6N13C en este circuito, que tiene una baja resistencia interna y funciona bien con voltajes de ánodo bajos. En la Fig. 7 se muestra un diagrama práctico de dicha cascada.
Fig.7. Esquema práctico de una etapa final de “dos pisos” basada en un doble triodo 6N13S (6N5S)
Si la potencia del canal RF no supera los 2-3W, puede montar la etapa final según el circuito de la Fig. 8 utilizando lámparas del tipo 6F3P o 6F5P. El transformador de salida para este circuito se ensambla sobre un núcleo de cinta con un espesor de cinta de no más de 0,2 mm o sobre una aleación permanente en forma de W. Para que el circuito ultralineal dé un resultado notable y que las distorsiones no lineales sean realmente del orden de 0,2-0,5%, el punto de derivación del devanado primario debe seleccionarse en cada caso empíricamente directamente a partir de los resultados de las mediciones del r.n.i. en el proceso de instalación de un amplificador. Para hacer esto, al enrollar un transformador, se deben proporcionar de 4 a 6 tomas por cada mitad del devanado primario.
Fig.8. Etapa final push-pull de alta frecuencia utilizando lámparas 6F3P o 6F5P (Pout = 2,5 W)
Para los amplificadores de transistores, el circuito de "dos pisos", por el contrario, resulta preferible a todos los demás. Esto se debe a la baja resistencia interna de los transistores de alta potencia y al voltaje del colector (en comparación con las lámparas). Por lo tanto, se garantiza una excelente adaptación de la cascada a la carga incluso cuando se utilizan altavoces convencionales de baja impedancia, por ejemplo, el tipo 4GD-35. Además, el condensador de desacoplamiento resulta de tamaño pequeño incluso con una capacidad de 2000-5000 μF, ya que su voltaje de funcionamiento no supera los 20-30 V. Estos esquemas están muy extendidos y son bien conocidos por los radioaficionados.
Como conclusión general, puedo citar varias consideraciones que en el siglo XXI seguramente se percibirán como racionales. La primera consideración es si es correcto que el autor analice únicamente los amplificadores push-pull, ya que los circuitos de un solo extremo están destinados a principiantes. En segundo lugar, también merece respeto la minuciosidad del enfoque para sistematizar el circuito de cascadas. En tercer lugar, las indiscutibles calificaciones del autor en algunos casos rayan en prejuicios asombrosos, y las lagunas en el pensamiento son aparentemente una consecuencia de la alta preparación teórica del autor y su insuficiente experiencia práctica. En cuarto lugar, las últimas décadas han cambiado significativamente la situación, tanto en los conceptos básicos como en el diseño de circuitos, especialmente en lo que respecta a las etapas de salida de los amplificadores de alto rendimiento. Y ya no hay ninguna ceremonia excesiva. Mucho se ha vuelto más simple y claro. Algunos fanfarrones murieron sin mostrar resistencia. Pero serán reemplazados por nuevos productos, como el cobre sin oxígeno. Parece muy importante comprender el hecho de que los cambios en la estructura tecnológica de la sociedad no deberían cambiar los valores fundamentales de la vida, por ejemplo, la civilización eslava. Preparé una publicación basada en materiales del libro de Gendin descargados en línea.
Evgeny Bortnik, Krasnoyarsk, Rusia, marzo de 2018
amplificador de señal eléctrica - es un dispositivo electrónico diseñado para aumentar la potencia, el voltaje o la corriente de una señal aplicada a su entrada sin distorsionar significativamente su forma de onda. Las señales eléctricas pueden ser oscilaciones armónicas de fem, corriente o potencia, señales de forma rectangular, triangular u otras. La frecuencia y la forma de onda son factores importantes a la hora de determinar el tipo de amplificador. Dado que la potencia de la señal en la salida del amplificador es mayor que en la entrada, entonces, de acuerdo con la ley de conservación de la energía dispositivo de amplificación debe incluir una fuente de energía. Por tanto, la energía para operar el amplificador y la carga se suministra desde la fuente de alimentación. Luego, el diagrama de bloques generalizado del dispositivo amplificador se puede representar como se muestra en la Fig. 1.
Figura 1. Diagrama de bloques generalizado del amplificador.
Las vibraciones eléctricas provienen de la fuente de señal a la entrada del amplificador. , a cuya salida está conectada una carga, La energía para el funcionamiento del amplificador y la carga se suministra desde la fuente de alimentación. El amplificador toma energía de la fuente de alimentación. ro - necesario para amplificar la señal de entrada. La fuente de señal proporciona energía a la entrada del amplificador. R en potencia de salida P fuera asignado a la parte activa de la carga. En el amplificador de potencia, se cumple la siguiente desigualdad: R en < P fuera< Ро . Por lo tanto, amplificador- es impulsado por entrada convertidor energía de la fuente de alimentación en energía de señal de salida. La conversión de energía se realiza mediante elementos amplificadores (AE): transistores bipolares, transistores de efecto de campo, tubos electrónicos, circuitos integrados (CI). varicaps y otros.
El amplificador más simple. contiene un elemento de refuerzo. En la mayoría de los casos, un elemento no es suficiente y en el amplificador se utilizan varios elementos activos, que se conectan paso a paso: las oscilaciones amplificadas por el primer elemento se alimentan a la entrada del segundo, luego al tercero, etc. del amplificador que conforma una etapa de amplificación se llamacascada. El amplificador consta deactivo y pasivo elementos:k elementos activosincluyen transistores, el. microcircuitos y otros elementos no lineales que tienen la propiedad de cambiar la conductividad eléctrica entre los electrodos de salida bajo la influencia de una señal de control en los electrodos de entrada.Elementos pasivospolicíasSon resistencias, condensadores, inductores y otros elementos que forman el rango de oscilación requerido, cambios de fase y otros parámetros de amplificación.Por tanto, cada etapa del amplificador consta del conjunto mínimo requerido de elementos activos y pasivos.
El diagrama de bloques de un amplificador multietapa típico se muestra en la figura. 2.
Figura 2. Circuito amplificador multietapa.
Etapa de entrada Y preamplificador están diseñados para amplificar la señal al valor requerido para alimentarla a la entrada de un amplificador de potencia (etapa de salida). El número de etapas de preamplificación está determinado por la ganancia requerida. La etapa de entrada proporciona, si es necesario, la adaptación a la fuente de señal, los parámetros de ruido del amplificador y los ajustes necesarios.
Etapa de salida (etapa de amplificación de potencia) está diseñada para entregar una potencia de señal determinada a la carga con una distorsión mínima de su forma y una eficiencia máxima.
Fuentes de señales amplificadas. puede haber micrófonos, cabezales lectores de dispositivos de almacenamiento de información magnéticos y láser, varios convertidores de parámetros no eléctricos en eléctricos.
Carga son altavoces, motores eléctricos, luces de advertencia, calentadores, etc. Fuentes de alimentación generar energía con parámetros específicos: valores nominales de voltajes, corrientes y potencia. La energía se consume en los circuitos colectores y de base de los transistores, en los circuitos incandescentes y en los circuitos anódicos de las lámparas; se utiliza para mantener los modos de funcionamiento especificados de los elementos amplificadores y la carga. A menudo, la energía de las fuentes de alimentación también es necesaria para el funcionamiento de los convertidores de señales de entrada.
Clasificación de dispositivos de amplificación.
Los dispositivos de amplificación se clasifican según varios criterios.
Por mente electrico amplificado señales los amplificadores se dividen en amplificadores armónico señales (continuas) y amplificadores legumbres señales.
Según el ancho de banda y los valores absolutos de las frecuencias amplificadas, los amplificadores se dividen en los siguientes tipos:
- Amplificadores CC (UPT) están diseñados para amplificar señales que van desde la frecuencia más baja = 0 hasta la frecuencia de funcionamiento superior. La UPT amplifica tanto los componentes variables de la señal como su componente constante. Los UPT se utilizan ampliamente en automatización y dispositivos informáticos.
- Amplificadores de voltaje, a su vez, se dividen en amplificadores de baja, alta y ultra alta frecuencia.
Ancho banda ancha Se distinguen frecuencias amplificadas:
- electoral amplificadores (amplificadores de alta frecuencia - UHF), para los cuales la relación de frecuencia es válida /1 ;
- banda ancha amplificadores con un amplio rango de frecuencia, para los cuales la relación de frecuencia />>1 (por ejemplo, ULF - amplificador de baja frecuencia).
- amplificadores de potencia - Etapa final ULF con aislamiento de transformador. Para garantizar la máxima potencia R int. A= RN, aquellos. la resistencia de carga debe ser igual a la resistencia interna del circuito colector del elemento clave (transistor).
Por diseño Los amplificadores se pueden dividir en dos grandes grupos: amplificadores fabricados con tecnología discreta, es decir, mediante montaje en superficie o circuito impreso, y amplificadores fabricados con tecnología integrada. Actualmente, los circuitos integrados (CI) analógicos se utilizan ampliamente como elementos activos.
Indicadores de rendimiento del amplificador.
Los indicadores de rendimiento de los amplificadores incluyen datos de entrada y salida, ganancia, rango de frecuencia, factor de distorsión, eficiencia y otros parámetros que caracterizan su calidad y propiedades operativas.
A datos de entrada consulte el valor nominal de la señal de entrada (voltaje Ud.aporte= Ud. 1 , actual Iaporte= I 1 o poder PAGaporte= PAG 1 ), resistencia de entrada, capacitancia o inductancia de entrada; determinan la idoneidad del amplificador para aplicaciones prácticas específicas. Entrada deoposiciónRaporte en comparación con la impedancia de la fuente de señal RY predetermina el tipo de amplificador; Dependiendo de su relación, se distinguen los amplificadores de voltaje (con Raporte >> RY), amplificadores de corriente (con Raporte << RY) o amplificadores de potencia (si Raporte = RY). entrada comerhuesoentrada S, al ser un componente reactivo de la resistencia, tiene un impacto significativo en la amplitud del rango de frecuencia de funcionamiento.
Producción - estos son los valores nominales de la tensión de salida U fuera = U 2, actual salgo =yo 2, potencia de salida Salida P =P 2 y resistencia de salida. La impedancia de salida debe ser significativamente menor que la impedancia de carga. Tanto las resistencias de entrada como las de salida pueden ser activas o tener un componente reactivo (inductivo o capacitivo). En general, cada uno de ellos es igual a la impedancia Z y contiene componentes tanto activos como reactivos.
Ganar se llama relación entre el parámetro de salida y el parámetro de entrada. Las ganancias de voltaje se diferencian.k tu= tu 2/ Ud. 1 , por corriente k yo= yo 2/ I 1 y poder kp= P2/ PAG 1 .
Características del amplificador.
Las características de un amplificador reflejan su capacidad para amplificar señales de diversas frecuencias y formas con cierto grado de precisión. Las características más importantes incluyen amplitud, amplitud-frecuencia, fase-frecuencia y transición.
Arroz. 3. Característica de amplitud.
Amplitud la característica es la dependencia de la amplitud del voltaje de salida de la amplitud de una oscilación armónica de una determinada frecuencia suministrada a la entrada (Fig. 3). La señal de entrada cambia de un valor mínimo a un valor máximo, y el nivel del valor mínimo debe exceder el nivel de ruido interno. Ud.PAG creado por el propio amplificador. En un amplificador ideal (amplificador sin interferencias), la amplitud de la señal de salida es proporcional a la amplitud de la entrada. Estás fuera= k*Ud.aporte y la característica de amplitud tiene la forma de una línea recta que pasa por el origen. En los amplificadores reales no es posible eliminar las interferencias, por lo que su característica de amplitud difiere de la línea recta.
Arroz. 4. Respuesta amplitud-frecuencia.
Amplitud- Y frecuencia de fase Las características reflejan la dependencia de la ganancia de la frecuencia. Debido a la presencia de elementos reactivos en el amplificador, las señales de diferentes frecuencias se amplifican de manera desigual y las señales de salida se desplazan con respecto a las señales de entrada en diferentes ángulos. amplitud-frecuencia La característica en forma de dependencia se presenta en la Figura 4.
Rango de frecuencia de funcionamiento amplificador se llama intervalo de frecuencia dentro del cual el módulo del coeficiente k permanece constante o varía dentro de límites predeterminados.
frecuencia de fase La característica es la dependencia de la frecuencia del ángulo de cambio de fase de la señal de salida con respecto a la fase de la señal de entrada.
Retroalimentación en amplificadores.
Comentario (SO) Llame a la conexión entre circuitos eléctricos, a través de la cual se transfiere la energía de la señal de un circuito con un nivel de señal más alto a un circuito con un nivel de señal más bajo: por ejemplo, desde el circuito de salida de un amplificador al circuito de entrada o de las etapas posteriores a las anteriores. unos. El diagrama de bloques del amplificador de retroalimentación se muestra en la Figura 5.
Arroz. 5. Diagrama estructural (izquierda) y de circuito con retroalimentación de corriente negativa (derecha).
La transmisión de señal desde la salida a la entrada del amplificador se realiza mediante una red de cuatro puertos. EN. Una red de retroalimentación de cuatro terminales es un circuito eléctrico externo que consta de elementos pasivos o activos, lineales o no lineales. Si la retroalimentación cubre todo el amplificador, entonces la retroalimentación se llama general: Si la retroalimentación cubre etapas individuales o partes del amplificador, se llama local. Por tanto, la figura muestra un diagrama de bloques de un amplificador con retroalimentación general.
Modelo de etapa amplificadora.
Amplificador cascada final - unidad estructural amplificadora: contiene uno o más elementos activos (amplificadores) y un conjunto de elementos pasivos. En la práctica, para mayor claridad, los procesos complejos se estudian utilizando modelos simples.
Una de las opciones para una cascada de transistores para amplificar corriente alterna se muestra en la figura de la izquierda. Transistor V1 ppp tipo conectado según un circuito emisor común. El voltaje de entrada base-emisor es creado por una fuente con EMF mi c y resistencia interna RC fuente. Las resistencias están instaladas en el circuito base. R 1 Y R 2 . El colector del transistor está conectado al terminal negativo de la fuente. mi a a través de resistencias R A Y R F. La señal de salida se toma de los terminales del colector y del emisor y a través del condensador. C 2 entra en la carga R norte. Condensador sf junto con una resistencia RF formas RС -enlace de filtro ( comentarios positivos - POS), que es necesario, en particular, para suavizar las ondulaciones de la tensión de alimentación (con una fuente de baja potencia mi a con alta resistencia interna). Además, para una mayor estabilidad del dispositivo, se agrega un transistor al circuito emisor. V1 (retroalimentación negativa - OOC) se puede habilitar adicionalmente RC - un filtro que evitará que parte de la señal de salida se transfiera de nuevo a la entrada del amplificador. De esta manera se puede evitar el efecto de autoexcitación del dispositivo. Generalmente creado artificialmente protección del medio ambiente externo le permite lograr buenos parámetros de amplificador, pero esto generalmente es cierto solo para la amplificación de corriente continua o bajas frecuencias.
Circuito amplificador de baja frecuencia basado en un transistor bipolar.
Una etapa de amplificación basada en un transistor bipolar conectado en un circuito con un OE es uno de los amplificadores asimétricos más comunes. En la siguiente figura se muestra un diagrama esquemático de dicha cascada, realizada sobre elementos discretos.
En este circuito la resistencia Rк , incluido en el circuito principal del transistor, sirve para limitar la corriente del colector, así como para proporcionar la ganancia requerida. Usando un divisor de voltaje R1R2 establece el voltaje de polarización inicial en la base del transistor VT, requerido para el modo de amplificación de clase A.
Cadena ReSe realiza la función de estabilización térmica del emisor del punto de reposo; condensadores C1 Y C2 Se separan los componentes de corriente continua y alterna. Condensador sí pasa por alto la resistencia Re según corriente alterna, ya que la capacidad sí significativo.
Cuando se aplica una señal de amplitud constante a la entrada de un amplificador de voltaje a diferentes frecuencias, el voltaje de salida, dependiendo de la frecuencia de la señal, cambiará, ya que la resistencia de los condensadores C1 , C2 diferentes en diferentes frecuencias.
La dependencia de la ganancia de la frecuencia de la señal se llama amplitud-frecuencia características del amplificador (respuesta de frecuencia).
Amplificadores de baja frecuencia más ampliamente aplicar para amplificar señales que transportan información de audio, en estos casos también se les llama amplificadores de audiofrecuencia, además, los ULF se utilizan para amplificar la señal de información en diversos campos: tecnología de medición y detección de fallas; automatización, telemecánica y tecnología informática analógica; en otras industrias electrónicas. Un amplificador de audio generalmente consta de preamplificador Y amplificador de poder (MENTE). Preamplificador diseñado para aumentar la potencia y el voltaje y llevarlos a los valores necesarios para el funcionamiento del amplificador de potencia final, a menudo incluye controles de volumen, controles de tono o un ecualizador, a veces puede diseñarse estructuralmente como un dispositivo separado.
Amplificador debe entregar la potencia especificada de oscilaciones eléctricas al circuito de carga (consumidor). Su carga pueden ser emisores de sonido: sistemas acústicos (altavoces), auriculares (auriculares); Red de transmisión de radio o modulador de transmisor de radio. Un amplificador de baja frecuencia es una parte integral de todos los equipos de reproducción, grabación y transmisión de radio de sonido.
El funcionamiento de la etapa amplificadora se analiza mediante un circuito equivalente (en la figura siguiente), en el que el transistor se reemplaza por un circuito equivalente en forma de T.
En este circuito equivalente, todos los procesos físicos que ocurren en el transistor se tienen en cuenta utilizando los parámetros H de pequeña señal del transistor, que se detallan a continuación.
Para alimentar los amplificadores se utilizan fuentes de voltaje con baja resistencia interna, por lo que podemos suponer que, en relación a la señal de entrada, las resistencias R1 Y R2 se incluyen en paralelo y pueden ser reemplazados por uno equivalente Rb = R1R2/(R1+R2) .
Un criterio importante para elegir valores de resistencia. Re, R1 Y R2 es garantizar la estabilidad de la temperatura del modo de funcionamiento estático del transistor. Una dependencia significativa de los parámetros del transistor de la temperatura conduce a un cambio incontrolado en la corriente del colector. yo , como resultado de lo cual pueden ocurrir distorsiones no lineales de las señales amplificadas. Para lograr la mejor estabilización de temperatura del régimen, es necesario aumentar la resistencia. Re . Sin embargo, esto conduce a la necesidad de aumentar el voltaje de suministro. mi y aumenta la potencia consumida. Disminuyendo la resistencia de las resistencias. R1 Y R2 El consumo de energía también aumenta, lo que reduce la eficiencia del circuito y la resistencia de entrada de la etapa amplificadora disminuye.
Amplificador CC integrado.
Un amplificador integrado (op-amp) es el microcircuito universal (IC) más común. Un amplificador operacional es un dispositivo con indicadores de calidad altamente estables que permite procesar señales analógicas según un algoritmo especificado mediante circuitos externos.
Amplificador operacional (op-amp): multietapa unificado amplificador CC (UPT), satisfaciendo los siguientes requisitos de parámetros eléctricos:
· la ganancia de tensión tiende al infinito;
· la resistencia de entrada tiende al infinito;
· la resistencia de salida tiende a cero;
· si la tensión de entrada es cero, entonces la tensión de salida también es cero Uin = 0, Uout = 0;
· banda infinita de frecuencias amplificadas.
El amplificador operacional tiene dos entradas, inversora y no inversora, y una salida. La entrada y salida de la UPT se realizan teniendo en cuenta el tipo de fuente de señal y carga externa (desequilibrada, simétrica) y los valores de sus resistencias. En muchos casos, los amplificadores de CC, al igual que los amplificadores de CA, proporcionan una impedancia de entrada alta para reducir el impacto del amplificador de CC en la fuente de señal y una impedancia de salida baja para reducir la influencia de la carga en la señal de salida del amplificador de CC.
La Figura 1 muestra el circuito de un amplificador inversor y la Figura 2 muestra un amplificador no inversor. En este caso, la ganancia es igual a:
Para invertir Kiou = Roс / R1
Para Know no inversor = 1 + Roс / R1
El amplificador inversor está cubierto por un voltaje paralelo OOS, lo que provoca una disminución en Rin y Rout. El amplificador no inversor está cubierto por un circuito de retroalimentación en serie de voltaje, que asegura un aumento de Rin y una disminución de Rout. Basado en estos amplificadores operacionales, puede construir varios circuitos para el procesamiento de señales analógicas.
La UPT está sujeta a altos requisitos en cuanto a la resistencia de entrada más baja y más alta. Un cambio espontáneo en el voltaje de salida de la UPT con un voltaje constante de la señal de entrada se llama deriva del amplificador . Las causas de la deriva son la inestabilidad de las tensiones de alimentación del circuito, la temperatura y la inestabilidad temporal de los parámetros de los transistores y resistencias. Estos requisitos se cumplen mediante un amplificador operacional en el que la primera etapa se ensambla mediante un circuito diferencial, que suprime todas las interferencias de modo común y proporciona una alta impedancia de entrada. Esta cascada se puede ensamblar en transistores de efecto de campo y en transistores compuestos, donde se conecta un GCT (generador de corriente estable) al circuito emisor (fuente), lo que mejora la supresión de la interferencia de modo común. Para aumentar la resistencia de entrada, se utilizan series profundas OOS y una carga de colector alta (en este caso, Jin tiende a cero).
Los amplificadores de CC están diseñados para amplificar señales que varían lentamente con el tiempo, es decir, señales cuya frecuencia equivalente se aproxima a cero. Por lo tanto, la UPT debe tener respuesta amplitud-frecuencia
en la forma que se muestra en la figura de la izquierda. Dado que la ganancia del amplificador operacional es muy alta, su uso como amplificador sólo es posible si está cubierto por una retroalimentación negativa profunda (en ausencia de retroalimentación negativa, incluso una señal de "ruido" extremadamente pequeña en la entrada del amplificador operacional producirá un voltaje cercano al voltaje de saturación en la salida del amplificador operacional).
La historia del amplificador operacional está relacionada con el hecho de que los amplificadores de corriente continua se utilizaban en la tecnología de computación analógica para implementar diversas operaciones matemáticas, como suma, integración, etc. Actualmente, aunque estas funciones no han perdido su importancia, constituyen solo una Pequeña parte de la lista de posibles aplicaciones de los amplificadores operacionales.
Amplificadores de potencia.
¿A qué se parece? amplificador- Además, para abreviar, ¿lo llamaremos MENTE? Con base en lo anterior, el diagrama de bloques del amplificador se puede dividir en tres partes:
- Etapa de entrada
- Etapa intermedia
- Etapa de salida (amplificador de potencia)
Estas tres partes realizan una tarea: aumentar la potencia de la señal de salida sin cambiar su forma a un nivel tal que sea posible controlar una carga de baja impedancia: un cabezal dinámico o unos auriculares.
Hay transformador Y sin transformador circuitos mentales.
1. Amplificadores de potencia con transformador.
Consideremos ciclo único transformador MENTE, en el que el transistor está conectado según el circuito con un OE (Fig. de la izquierda).
Los transformadores TP1 y TP2 están diseñados para hacer coincidir la carga y la impedancia de salida del amplificador y la impedancia de entrada del amplificador con la impedancia de la fuente de señal de entrada, respectivamente. Los elementos R y D proporcionan el modo de funcionamiento inicial del transistor, y C aumenta el componente variable suministrado al transistor T.
Dado que el transformador es un elemento indeseable de los amplificadores de potencia, es decir. tiene grandes dimensiones y peso, y es relativamente difícil de fabricar, actualmente el más extendido sin transformador amplificadores de potencia.
2. Amplificadores de potencia sin transformador.
Consideremos PA push-pull sobre transistores bipolares con diferentes tipos de conductividad. Como se señaló anteriormente, es necesario aumentar la potencia de la señal de salida sin cambiar su forma. Para ello, se toma la corriente continua de alimentación del PA y se convierte en corriente alterna, pero de tal forma que la forma de la señal de salida repita la forma de la señal de entrada, como se muestra en la siguiente figura:
Si los transistores tienen un valor de transconductancia suficientemente alto, entonces es posible construir circuitos que funcionen con una carga de un ohmio sin el uso de transformadores. Un amplificador de este tipo se alimenta mediante una fuente de alimentación bipolar con un punto medio puesto a tierra, aunque también es posible construir circuitos para una fuente de alimentación unipolar.
Diagrama esquemático de complementario. seguidor de emisor
- amplificador con simetría adicional - como se muestra en la figura de la izquierda. Dada la misma señal de entrada, la corriente fluye a través del transistor npn durante los semiciclos positivos. Cuando el voltaje de entrada es negativo, la corriente fluirá a través del transistor pnp. Combinando los emisores de ambos transistores, cargándolos con una carga común y suministrando la misma señal a las bases combinadas, obtenemos una etapa de amplificación de potencia push-pull.
Echemos un vistazo más de cerca a la inclusión y funcionamiento de los transistores. Los transistores del amplificador funcionan en modo clase B. En este circuito, los transistores deben ser absolutamente idénticos en sus parámetros, pero opuestos en su estructura plana. Cuando se recibe un voltaje positivo de media onda en la entrada del amplificador Uin transistor T1 , opera en modo de amplificación, y el transistor T2 - en modo de corte. Cuando llega una media onda negativa, los transistores cambian de papel. Dado que el voltaje entre la base y el emisor del transistor abierto es pequeño (aproximadamente 0,7 V), el voltaje fuera cerca del voltaje Uin . Sin embargo, el voltaje de salida resulta distorsionado debido a la influencia de no linealidades en las características de entrada de los transistores. El problema de la distorsión no lineal se resuelve aplicando una polarización inicial a los circuitos base, que cambia la cascada al modo AB.
Para el amplificador en cuestión, la máxima amplitud de voltaje posible a través de la carga es Eh igual a mi . Por lo tanto, la máxima potencia de carga posible está determinada por la expresión
Se puede demostrar que a la máxima potencia de carga, el amplificador consume energía de las fuentes de alimentación, determinada por la expresión
Con base en lo anterior obtenemos el máximo posible factor de eficiencia de la mensajería unificada: n máx. = PAG n.máx/ PAG consumomax = 0,78.
INVESTIGACIÓN DE RESISTENCIA
CASCADA DE AMPLIFICADOR
CONVENCIONES BÁSICAS Y ABREVIATURAS
AFC - respuesta amplitud-frecuencia;
PH - respuesta transitoria;
MF - frecuencias medias;
LF - bajas frecuencias;
HF - altas frecuencias;
K es la ganancia del amplificador;
Uc es el voltaje de la señal con frecuencia w;
Cp - condensador de separación;
R1,R2 - resistencia del divisor;
Rк - resistencia del colector;
Re - resistencia en el circuito emisor;
Ce - condensador en el circuito emisor;
Rн - resistencia de carga;
CH - capacidad de carga;
S - pendiente del transconductor;
Lk - inductancia de corrección;
Rf, Sf - elementos de corrección de baja frecuencia.
1. FINALIDAD DEL TRABAJO.
El propósito de este trabajo es:
1) estudio del funcionamiento de una cascada de resistencias en la región de bajas, medias y altas frecuencias.
2) estudio de esquemas para la corrección de baja y alta frecuencia de la respuesta de frecuencia del amplificador;
2. TAREA.
2.1. Estudiar el circuito de una etapa de amplificador de resistencia, comprender el propósito de todos los elementos del amplificador y su influencia en los parámetros del amplificador (subsección 3.1).
2.2. Estudiar el principio de funcionamiento y los diagramas de circuitos de corrección de baja y alta frecuencia de la respuesta de frecuencia del amplificador (subsección 3.2).
2.3. Comprenda el propósito de todos los elementos en el panel frontal del diseño del laboratorio (sección 4).
2.4. Encuentre respuestas a todas las preguntas de seguridad (sección 6).
3. CASCADA DE RESISTENCIAS EN UN TRANSISTOR BIPOLAR
Las cascadas de amplificación por resistencias se utilizan ampliamente en diversos campos de la ingeniería de radio. Un amplificador ideal tiene una respuesta de frecuencia uniforme en toda la banda de frecuencia; un amplificador real siempre tiene distorsión en la respuesta de frecuencia, principalmente una disminución en la ganancia en frecuencias bajas y altas, como se muestra en la figura. 3.1.
En la figura 1 se muestra el circuito de un amplificador de resistencia de CA basado en un transistor bipolar según un circuito emisor común. 3.2, donde Rc es la resistencia interna de la fuente de señal Uc; R1 y R2: resistencias divisorias que establecen el punto de funcionamiento del transistor VT1; Re es la resistencia en el circuito emisor, que es desviada por el condensador Se; Rк - resistencia del colector; Rн - resistencia de carga; Cp: condensadores de desacoplamiento que proporcionan separación de CC del transistor VT1 del circuito de señal y del circuito de carga.
La estabilidad de la temperatura del punto de operación aumenta al aumentar Re (debido a un aumento en la profundidad de la retroalimentación negativa en la cascada de CC), la estabilidad del punto de operación también aumenta al disminuir R1, R2 (debido a un aumento en la corriente divisoria y un aumento de la estabilización de la temperatura del potencial básico VT1). Una posible disminución en R1, R2 está limitada por la disminución permitida en la resistencia de entrada del amplificador, y un posible aumento en Re está limitado por la caída máxima permitida en el voltaje de CC a través de la resistencia del emisor.
3.1. Análisis del funcionamiento de un amplificador de resistencia en las frecuencias baja, media y alta.
El circuito equivalente se obtuvo teniendo en cuenta que en corriente alterna el bus de potencia (“-E p”) y el punto común (“tierra”) están en cortocircuito, y también teniendo en cuenta la suposición de 1/wCe<< Rэ, когда можно считать эмиттер VT1 подключенным на переменном токе к общей точке.
El comportamiento del amplificador es diferente en la región de frecuencias bajas, medias y altas (ver Fig. 3.1). En frecuencias medias (MF), donde la resistencia del condensador de acoplamiento Cp es insignificante (1/wCp<< Rн), а влиянием емкости Со можно пренебречь, так как 1/wCо >> Rк, el circuito equivalente del amplificador se convierte en el circuito de la Fig. 3.4.
Del diagrama de la Fig. 3.4 se deduce que a frecuencias medias la ganancia de la cascada Ko no depende de la frecuencia w:
Ko = - S/(Yi + Yk + Yn),
de donde, teniendo en cuenta 1/Yi > Rн > Rк obtenemos la fórmula aproximada
En consecuencia, en amplificadores con carga de alta resistencia, la ganancia nominal Ko es directamente proporcional al valor de la resistencia del colector Rk.
En la región de bajas frecuencias (LF) también se puede despreciar la pequeña capacitancia Co, pero es necesario tener en cuenta la resistencia del condensador separador Cp, que aumenta al disminuir w. Esto nos permite obtener de la Fig. 3.3 es un circuito equivalente de un amplificador de baja frecuencia en la forma de la Fig. 3.5, del cual se puede ver que el condensador Cp y la resistencia Rн forman un divisor de voltaje tomado del colector del transistor VT1.
Cuanto menor es la frecuencia de la señal w, mayor es la capacitancia Cp (1/wCp) y menos parte del voltaje llega a la salida, lo que resulta en una disminución de la ganancia. Por lo tanto, Cp determina el comportamiento de la respuesta de frecuencia del amplificador en la región de baja frecuencia y prácticamente no tiene ningún efecto sobre la respuesta de frecuencia del amplificador en las frecuencias medias y altas. Cuanto mayor es el Cp, menor es la distorsión de la respuesta de frecuencia en la región de baja frecuencia, y al amplificar señales de pulso, menor es la distorsión del pulso en la región de tiempos largos (disminución de la parte plana de la parte superior del pulso) , como se muestra en la Fig. 3.6.
En la región de alta frecuencia (HF), así como en el rango medio, la resistencia del condensador de separación Cp es insignificante, mientras que la presencia de la capacitancia Co determinará la respuesta de frecuencia del amplificador. El circuito equivalente del amplificador en la región de HF se presenta en el diagrama de la Fig. 3.7, del cual se puede ver que la capacitancia Co desvía el voltaje de salida Uout, por lo tanto, a medida que aumenta w, la ganancia de la cascada disminuirá. Una razón adicional para reducir la ganancia de RF es una disminución en la transconductancia del transistor S según la ley:
S(w) = S/(1 + jwt),
donde t es la constante de tiempo del transistor.
El efecto de derivación del Co tendrá menos efecto a medida que disminuya la resistencia Rк. En consecuencia, para aumentar la frecuencia límite superior de la banda de frecuencia amplificada, es necesario reducir la resistencia del colector Rк, pero esto conduce inevitablemente a una disminución proporcional de la ganancia nominal.