I amatørradiopraksis er der ofte behov for at konfigurere forskellige konverterenheder af kredsløb, især når det kommer til opfinderisk aktivitet, når et kredsløb stammer fra hovedet. I sådanne øjeblikke vil en kilde til styresignal være nyttig.
Jeg præsenterer for din opmærksomhed signal generator rektangulær form .
Karakteristika
Strøm: 10 ÷ 15 V DC.
Tre generationstilstande:
1 – symmetrisk (slynge), diskret omskiftning af genererede frekvensområder, jævn frekvensjustering inden for området;
2 – uafhængig, diskret omskiftning af genererede frekvensområder, jævn separat justering af pulsvarighed og pause mellem pulser inden for området;
3 – pulsbreddemodulation (PWM), diskret frekvensvalg med en rækkeviddekontakt, jævn justering af pulsens arbejdscyklus.
To separate kanaler - direkte og omvendt.
Separat justering af kanalernes udgangssignalniveau fra 0 V til værdien af strømkildespændingen ved tilslutning af en højmodstandsbelastning og op til halvdelen af strømkildespændingen ved tilslutning af en belastning med en indgangsmodstand på 50 ohm.
Udgangsimpedansen for kanalen er cirka 50 ohm.
Grundlæggende kredsløb
For at bygge generatoren tog vi som grundlag oscillator kredsløb på to logiske invertere (figur 1). Princippet for dets drift er baseret på periodisk genopladning af kondensatoren. Øjeblikket for at skifte tilstanden af kredsløbet bestemmes af graden af ladning af kondensatoren C1. Genopladningsprocessen sker gennem modstand R1. Jo større kapacitansen C1 og modstanden R1 er, jo længere foregår opladningsprocessen af kondensatoren, og jo længere varigheden af kredsløbstilstandens skifteperioder. Og omvendt.
For at konstruere generatorkredsløbet tog vi som logiske elementer mikrokredsløb med fire 2I-NOT elementer – HEF4011BP. Grundkredsløbet vist ovenfor producerer et firkantbølgesignal ved Q-udgangen med en fast frekvens og en arbejdscyklus på 50 % (firkantbølge). For at udvide enhedens muligheder blev det besluttet at kombinere tre forskellige ordninger, implementeret på de samme to logiske invertere.
Firkantbølgegeneratorkredsløb
Firkantbølgegeneratorkredsløbet er vist i figur 2-a. Kredsløbets timingkapacitans kan variere fra værdien af C1 til den samlede værdi af C1 og kapacitansen forbundet med jumper P. Dette giver dig mulighed for at ændre frekvensområdet for det genererede signal.
Modstand R1 giver dig mulighed for jævnt at ændre ladestrømmen (genopladnings) af kapaciteten. Modstand R2 er strømbegrænsende for at undgå overbelastning af udgangskanalen for det logiske element DD1.1 i det tilfælde, hvor slideren på modstanden R2 er i den øverste position og dens modstand er tæt på nul. Da opladning og genopladning af kondensatoren udføres langs den samme kæde med uændrede parametre, er varigheden af pulsen og pausen mellem dem ens. Et sådant signal har en symmetrisk rektangulær form og kaldes en meander. Ved at justere R1 ændres kun frekvensen af det genererede signal i et bestemt område specificeret af tidskondensatoren.
Skema af en rektangulær pulsgenerator med separat justering af pulsvarighed og pause
I figur 2-b er ladekredsløbet og genopladningskredsløbet adskilt af dioder VD1 og VD2. Hvis der dannes en impuls under opladningen af en tidskondensator, er dens varighed kendetegnet ved modstanden af VD1-R2-R1-kæden. Varigheden af pausen mellem impulser under omvendt genopladning af kapaciteten er karakteriseret ved modstanden af kredsløbet R1-R3-VD2. Ved at ændre positionen af skyderne på modstande R2 og R3 kan du således jævnt og separat indstille pulsens varighed og pausen mellem dem.
Frekvensområdet for det genererede signal, som i det første tilfælde, skiftes af jumper P.
PWM generator kredsløb
Kredsløbet i figur 2-c har en lignende adskillelse af de direkte og omvendte opladningskredsløb for tidskondensatoren med den forskel, at de variable modstande er armene på den variable modstand R2, som har omvendt forhold parametre i forhold til hinanden. Det vil sige, når den ene arm af modstanden stiger, falder den anden i direkte proportion, og den samlede sum af deres modstande er konstant. Ved at justere forholdet mellem modstandens R2 arme kan du således jævnt ændre forholdet mellem varigheden af pulserne og varigheden af pauserne mellem dem, og tidspunktet for pulsgentagelsesperioden forbliver uændret. Denne justeringsmetode giver dig mulighed for at implementere pulsbreddemodulationsfunktionen (PWM).
Frekvensen af det genererede signal i dette kredsløb vælges diskret ved at skifte jumper P. Hvis det er nødvendigt, kan du bruge flere jumpere P til at summere store og små kapacitansværdier, hvilket opnår en mere nøjagtig påkrævet signalgenereringsfrekvens inden for hele området.
Endeligt generatorkredsløb
Figur 3 viser generatorkredsløb, hvor alle tre kredsløb diskuteret i figur 2 er implementeret. Generatoren er baseret på to logiske invertere baseret på elementerne DD1.1 og DD1.2. Valget af frekvensområdet (frekvens i PWM-tilstand) udføres ved at skifte jumper P.
Til montering den ønskede mulighed I generatorkredsløbet indføres pinkonnektorer, koblet af parallelle samlinger af jumpere, vist som farvede linjer. Hver jumperfarve svarer til sit eget tilslutningsdiagram. Jumperne implementeres ved at forbinde par kontakter med ledninger fra stikkablet af type FC-10P A. Selve stiftstikkene er placeret i tre grupper af fem par for at lette skift. Jumperstikket giver dig mulighed for at skifte generationstilstand.
Elementerne DD1.3 og DD1.4 fungerer som inverterende repeatere og tjener til at afkoble generatorens timing- og udgangskredsløb for at eliminere deres gensidige indflydelse. Det inverterede signal tages fra udgang DD1.3, og hovedsignalet fra udgang DD1.4.
Modstande R5 og R6 bruges til at justere spændingsniveauet for de tilsvarende kanalers impulser. Transistorer VT1 og VT2 er forbundet i et emitterfølgerkredsløb for at forstærke de signaler, der tages fra skyderne til henholdsvis modstande R5 og R6. Transistorer VT3 og VT4 omgår udgangskredsløbene på deres kanaler og trækker dem til den negative strømforsyning. Deres rolle er vigtig, når der påføres et generatorsignal til en belastning med en kapacitans til stede, når en afladning af denne kapacitans er nødvendig under en død pause, som for eksempel ved styring af felteffekttransistorer. Dioder VD5 og VD6 adskiller basiskredsløbene for shunttransistorerne fra generatorudgangen, hvilket eliminerer indflydelsen af kapacitiv belastning på driften af disse transistorer. Modstande R9 og R10 er nødvendige for at matche generatorudgangene med en belastningsmodstand på 50 ohm, samt for at begrænse den maksimale strøm af transistorerne i kanaludgangstrinene.
Diode VD3 beskytter kredsløbet mod at forbinde forsyningsspændingen med omvendt polaritet. VD4 LED'en fungerer som en strømindikator. Kondensator C21 udjævner delvist krusning, når den får strøm fra en ustabiliseret kilde.
Funktioner af ordningen
For at reducere størrelsen af enheden bruges SMD-kondensatorer C1-C20 til timing-kapacitansen. Med den mindste kapacitans af kondensatoren C1=68 pF genererer generatoren et signal med en frekvens på op til 17÷500 kHz. Med mellemliggende kapacitansværdier på 3,3 nF og 100 nF genererer generatoren signaler i frekvensområderne henholdsvis 360÷20000 Hz og 6,25÷500 Hz. Med den mindste kapacitans C2 = 5,1 μF opnås en frekvens i området 0,2-10 Hz. Med kun fire kondensatorer er det således muligt at dække frekvensområdet fra 0,2 Hz til 500 kHz. Men på samme tid, i PWM-tilstand, vil det være muligt at generere et signal på kun fire frekvensværdier ved hjælp af en jumper P. Derfor, for at forbedre generatorens egenskaber, blev det besluttet at indføre 20 kondensatorer med forskellige kapaciteter ind i kredsløbet med en ensartet fordeling af værdier over intervaller. Yderligere nøjagtighed ved indstilling af frekvensen i PWM-tilstand kan opnås ved at bruge flere jumpere, der er identiske med P, hvilket giver dig mulighed for at justere frekvensen ved at forbinde kondensatorer med mindre værdier sammenlignet med den vigtigste ekstra.
Strømforsyningen til kredsløbet har nogle begrænsninger. På trods af det ret brede område af mikrokredsløbsforsyningsspændingen 3÷15 V, som erfaringen har vist, starter generatoren ikke, når kredsløbsforsyningsspændingen er under 9 V. Ved 9 V er starten ikke stabil. Derfor anbefales det at bruge en 12÷15 V strømforsyning.
Med en forsyningsspænding på 15 V, en belastning med en modstand på 50 Ohm forbundet til en kanal af generatoren og det maksimale udgangssignalniveau, bruger enheden ikke mere end 2,5 W strøm. I dette tilfælde spredes hovedandelen af strømmen ved belastningen og den matchende udgangsmodstand R9 (R10).
Det anbefales ikke at tænde for generatoren med en kortsluttet belastning, da udgangstransistoren fungerer i maksimal tilstand. Dette gælder også for testkredsløb med bipolære afbrydere, der ikke har en begrænsningsmodstand i basiskredsløbet. I sådanne tilfælde anbefales det at reducere udgangssignalniveauet med mindst en halv omgang af modstandsknappen og derefter tilføje det efter behov.
I mit tilfælde brugte jeg følgende serie af kondensatorværdier for at variere generationsfrekvensområderne:
Cl - 68 pF;
C2 - 100 pF;
C3 - 220 pF;
C4 - 330 pF;
C5 - 680 pF;
C6 - 1 nF;
C7 - 2,2 nF;
C8 - 3,3 nF;
C9 - 9,1 nF;
C10 - 22 nF;
C11 - 33 nF;
C12 - 47 nF;
C13 - 82 nF;
C14 - 100 nF;
C15 - 220 nF;
C16 - 330 nF;
C17 - 510 nF;
C18 - 1 µF;
C19 - 2,4 µF;
C20 - 5,1 µF.
Af en eller anden grund kan du bruge andre pålydende værdier end de angivne. Den eneste begrænsning er, at minimumskapacitansen ikke bør være mindre end 68 pF, ellers kan generatoren ved denne kapacitans simpelthen ikke starte eller begynde automatisk generering i en ikke-mættelig tilstand, hvor signalformen ikke er rektangulær, men en forvrænget rektangel, der har tendens til en sinusformet.
De værdier, som hele området af genererede frekvenser dækkes med, er fremhævet med rødt.
Fotogalleri
Her er vist lægning af jumperledninger i et stik, et samlet stik og et færdiglavet jumperstik med afskårne ledere.
Disse billeder viser generatoren fra forskellige vinkler
Og dette er fra signetsiden. Kvaliteten af sporene viste sig simpelthen at være ulækker, og derfor var vi nødt til at lave så meget blik.
Og dette er i virkeligheden en rækkeskiftende jumper og en modeskiftende jumper. Lidt til højre er de fatninger og stifter, der forbinder disse jumpere.
Alle kan lave et printkort ved hjælp af dele, der er tilgængelige. Enhver, der er interesseret i et print af min version af generatoren, kan downloade arkivet fra nedenstående link. Der er signet i PDF-sideformat, samt i PCB-format til P-CAD version ikke lavere end 2010. Diagrammet ligger også i arkivet, du skal ikke forsøge at gemme det fra siden, blot download arkiv.
Pulsgeneratorer bruges i mange radioapparater (elektroniske målere, tidsrelæer) og bruges ved opsætning af digitalt udstyr. Frekvensområdet for sådanne generatorer kan være fra nogle få hertz til mange megahertz. Her er simple kredsløb generatorer, herunder dem, der er baseret på digitale "logiske" elementer, som er meget brugt i mere komplekse ordninger som frekvensindstillingsenheder, kontakter, kilder til prøvesignaler og lyde.
I fig. Figur 1 viser et diagram af en generator, der genererer enkelte rektangulære impulser, når der trykkes på S1-knappen (det vil sige, det er ikke en selvoscillator, hvis diagrammer er givet nedenfor). En RS-trigger er samlet på de logiske elementer DD1.1 og DD1.2, som forhindrer gennemtrængning af afvisningsimpulser fra knapkontakterne til genberegningsenheden. I positionen af kontakterne på knap S1, vist i diagrammet, vil udgang 1 have spænding højt niveau, ved udgang 2 - lavspænding; når der trykkes på knappen - omvendt. Denne generator er praktisk at bruge, når du kontrollerer ydeevnen af forskellige målere.
I fig. Figur 2 viser et diagram af en simpel impulsgenerator baseret på et elektromagnetisk relæ. Når strøm tilføres, oplades kondensator C1 gennem modstand R1, og relæet aktiveres, hvorved strømkilden med kontakterne K 1.1 slukkes. Men relæet frigives ikke med det samme, da der i nogen tid vil strømme strøm gennem sin vikling på grund af den energi, der er akkumuleret af kondensatoren C1. Når kontakterne K 1.1 lukkes igen, begynder kondensatoren at oplade igen - cyklussen gentages.
Omskiftningsfrekvensen for det elektromagnetiske relæ afhænger af dets parametre såvel som værdierne af kondensator C1 og modstand R1. Ved brug af RES-15-relæet (pas RS4.591.004), sker skift cirka én gang pr. sekund. En sådan generator kan f.eks. bruges til at skifte guirlander på et nytårstræ eller til at opnå andre lyseffekter. Dens ulempe er behovet for at bruge en kondensator med betydelig kapacitet.
I fig. Figur 3 viser et diagram over en anden generator baseret på et elektromagnetisk relæ, hvis funktionsprincip ligner den tidligere generator, men giver en pulsfrekvens på 1 Hz med en kondensatorkapacitet 10 gange mindre. Når strøm tilføres, oplades kondensator C1 gennem modstand R1. Efter nogen tid åbner zenerdioden VD1, og relæet K1 vil fungere. Kondensatoren vil begynde at aflade gennem modstand R2 og indgangsimpedans sammensat transistor VT1VT2. Snart udløses relæet, og en ny cyklus med generatordrift vil begynde. Tænd for transistorerne VT1 og VT2 i henhold til et sammensat transistorkredsløb øger kaskadens indgangsimpedans. Relæ K 1 kan være det samme som i den forrige enhed. Men du kan bruge RES-9 (pas RS4.524.201) eller ethvert andet relæ, der fungerer ved en spænding på 15...17 V og en strøm på 20...50 mA.
I impulsgeneratoren, hvis diagram er vist i fig. 4 anvendes de logiske elementer i DD1-mikrokredsløbet og felteffekttransistoren VT1. Ved ændring af værdierne af kondensator C1 og modstande R2 og R3 genereres impulser med en frekvens fra 0,1 Hz til 1 MHz. Et så bredt område blev opnået ved brug af en felteffekttransistor, som gjorde det muligt at bruge modstande R2 og R3 med en modstand på flere megaohm. Ved at bruge disse modstande kan du ændre impulsernes arbejdscyklus: modstand R2 indstiller varigheden af højniveauspændingen ved udgangen af generatoren, og modstand R3 indstiller varigheden af lavniveauspændingen. Den maksimale kapacitans af kondensator C1 afhænger af dens egen lækstrøm. I dette tilfælde er det 1...2 µF. Modstanden af modstande R2, R3 er 10...15 MOhm. Transistor VT1 kan være en hvilken som helst af KP302, KP303 serierne. Mikrokredsløbet er K155LA3, dets strømforsyning er 5V stabiliseret spænding. Du kan bruge CMOS-mikrokredsløb af K561, K564, K176-serien, hvis strømforsyning ligger inden for intervallet 3 ... 12 V, pinoutet af sådanne mikrokredsløb er anderledes og er vist i slutningen af artiklen.
Hvis du har en CMOS-chip (K176, K561-serien), kan du samle en bredspektret pulsgenerator uden brug af en felteffekttransistor. Diagrammet er vist i fig. 5. For at lette indstillingen af frekvensen ændres kapacitansen af timingkredsløbskondensatoren med kontakt S1. Frekvensområdet genereret af generatoren er 1...10.000 Hz. Mikrokredsløb - K561LN2.
Hvis du har brug for høj stabilitet af den genererede frekvens, kan en sådan generator gøres "kvartseret" - tænd for kvartsresonatoren ved den ønskede frekvens. Nedenfor er et eksempel på en kvartsoscillator med en frekvens på 4,3 MHz:
I fig. Figur 6 viser et diagram over en impulsgenerator med justerbar driftscyklus.
Driftscyklus er forholdet mellem pulsgentagelsesperioden (T) og deres varighed (t):
Driftscyklussen af højniveauimpulser ved udgangen af det logiske element DD1.3, modstand R1, kan variere fra 1 til flere tusinde. I dette tilfælde ændres pulsfrekvensen også en smule. Transistor VT1, der fungerer i nøgletilstand, forstærker effektimpulserne.
Generatoren, hvis diagram er vist i figuren nedenfor, producerer impulser af både rektangulære og savtandsformer. Masteroscillatoren er lavet på logiske elementer DD 1.1-DD1.3. Et differentieringskredsløb er samlet på kondensator C2 og modstand R2, takket være hvilke korte positive impulser (ca. 1 μs i varighed) dannes ved udgangen af det logiske element DD1.5. På felteffekttransistor VT2 og variabel modstand R4 er den lavet justerbar stabilisator strøm Denne strøm oplader kondensatoren C3, og spændingen over den stiger lineært. Når en kort positiv impuls ankommer til bunden af transistoren VT1, åbnes transistoren VT1 og aflade kondensatoren S3. Der dannes således en savtandspænding på dens plader. Modstand R4 regulerer kondensatorens ladestrøm og følgelig stejlheden af stigningen i savtandspændingen og dens amplitude. Kondensatorer C1 og SZ vælges baseret på den nødvendige pulsfrekvens. Mikrokredsløb - K561LN2.
Digitale mikrokredsløb i generatorer er udskiftelige i de fleste tilfælde og kan bruges i samme kredsløb som mikrokredsløb med "NAND" og "NOR" elementer, eller blot invertere. En variant af sådanne udskiftninger er vist i eksemplet i figur 5, hvor der blev brugt et mikrokredsløb med K561LN2 invertere. Præcis et sådant kredsløb, der bevarer alle parametre, kan monteres på både K561LA7 og K561LE5 (eller K176, K564, K164-serien), som vist nedenfor. Du skal blot observere pinout af mikrokredsløbene, som i mange tilfælde endda falder sammen.
555 - analogt integreret kredsløb, universel timer - en enhed til at danne (generere) enkelte og gentagne impulser med stabile timingkarakteristika. Det bruges til at bygge forskellige generatorer, modulatorer, tidsrelæer, tærskelenheder og andre komponenter i elektronisk udstyr. Eksempler på brugen af et timer-mikrokredsløb omfatter funktioner til gendannelse af et digitalt signal, der er forvrænget i kommunikationslinjer, afvisningsfiltre, on-off-controllere i automatiske styresystemer, impulsomformere af elektricitet, impulsbreddekontrolenheder, timere osv.
I denne artikel vil jeg tale om at bygge en generator på denne chip. Som skrevet ovenfor ved vi allerede, at mikrokredsløbet genererer gentagne impulser med stabile tidskarakteristika, det er det, vi har brug for.
Skiftende kredsløb i astabil tilstand. Nedenstående figur viser dette.
Da vi har en impulsgenerator, skal vi kende deres omtrentlige frekvens. Som vi beregner ved hjælp af formlen.
Værdierne af R1 og R2 er substitueret i ohm, C - i Farads, er frekvensen opnået i Hertz.
Tiden mellem begyndelsen af hver næste puls kaldes en periode og betegnes med bogstavet t. Den består af varigheden af selve pulsen - t1 og intervallet mellem pulserne - t2. t = t1+t2.
Frekvens og periode er omvendte begreber, og forholdet mellem dem er som følger:
f = 1/t.
t1 og t2 kan og skal selvfølgelig også beregnes. Sådan:
t1 = 0,693(R1+R2)C;
t2 = 0,693R2C;
Færdig med teorien som denne Lad os begynde at øve.
Jeg udviklede et simpelt diagram med detaljer tilgængelige for alle.
Jeg vil fortælle dig om dens funktioner. Som mange allerede har forstået, bruges switch S2 til at skifte driftsfrekvens. Transistor KT805 bruges til at forstærke signalet (installer på en lille radiator). Modstand R4 bruges til at regulere udgangssignalets strøm. Selve chippen fungerer som en generator. Vi ændrer arbejdscyklussen og frekvensen af driftsimpulser med modstande R3 og R2. Dioden tjener til at øge driftscyklussen (kan helt udelades). Der er også en shunt og en driftsindikator til det (du kan bruge en almindelig LED ved at begrænse strømmen med en 1 kOhm modstand). Faktisk, det er alt, så vil jeg vise dig, hvordan en fungerende enhed ser ud.
Set ovenfra, synlige driftsfrekvensomskiftere.
Jeg har vedhæftet en påmindelse nedenfor.
Disse trimningsmodstande regulerer driftscyklussen og frekvensen (deres betegnelse er synlig på notatet).
På siden er strømafbryderen og signaludgangen.
Liste over radioelementer
| Betegnelse | Type | Pålydende | Mængde | Note | Butik | Min notesblok |
|---|---|---|---|---|---|---|
| IC1 | Programmerbar timer og oscillator | NE555 | 1 | Til notesblok | ||
| T1 | Bipolær transistor | KT805A | 1 | Til notesblok | ||
| D1 | Ensretter diode | 1N4148 | 1 | Til notesblok | ||
| C1 | Kondensator | 1 nF | 1 | Til notesblok | ||
| C2 | Kondensator | 100 nF | 1 | Til notesblok | ||
| C3 | Kondensator | 1000 nF | 1 | Til notesblok | ||
| C4 | Elektrolytisk kondensator | 100 µF | 1 | Til notesblok | ||
| R1 | Modstand | 500 Ohm | 1 |
Rektangulære impulsgeneratorer er meget udbredt i radioteknik, fjernsyn, automatiske kontrolsystemer og computerteknologi.
For at opnå rektangulære impulser med stejle kanter anvendes enheder i vid udstrækning, hvis driftsprincip er baseret på brugen af elektroniske forstærkere med positiv feedback. Disse enheder omfatter såkaldte afslapningsoscillatorer - multivibratorer, blokerende oscillatorer. Disse generatorer kan fungere i en af følgende tilstande: standby, selvoscillerende, synkronisering og frekvensdeling.
I standbytilstand har generatoren én stabil ligevægtstilstand. En ekstern triggerimpuls forårsager en brat overgang af ventegeneratoren til en ny tilstand, som ikke er stabil. I denne tilstand, kaldet kvasi-ligevægt, eller midlertidigt stabil, sker der relativt langsomme processer i generatorkredsløbet, som i sidste ende fører til et omvendt spring, hvorefter der etableres en stabil starttilstand. Varigheden af kvasi-ligevægtstilstanden, som bestemmer varigheden af den genererede rektangulære impuls, afhænger af generatorkredsløbets parametre. De vigtigste krav til ventende generatorer er stabiliteten af varigheden af den genererede impuls og stabiliteten af dens begyndelsestilstand. Ventegeneratorer bruges først og fremmest til at opnå et bestemt tidsinterval, hvis begyndelse og slutning er fastsat henholdsvis af fronten og faldet af den genererede rektangulære impuls, såvel som til at udvide impulser, til at dividere impulsgentagelsen sats og andre formål.
I den selvoscillerende tilstand har generatoren to kvasi-ligevægtstilstande og har ikke en enkelt stabil tilstand. I denne tilstand, uden nogen ekstern påvirkning, hopper generatoren sekventielt fra en tilstand af kvasi-ligevægt til en anden. I dette tilfælde genereres impulser, hvis amplitude, varighed og gentagelseshastighed hovedsageligt kun bestemmes af generatorens parametre. Hovedkravet til sådanne generatorer er høj stabilitet af frekvensen af selvsvingninger. I mellemtiden, som et resultat af ændringer i forsyningsspændinger, udskiftning og ældning af elementer og indflydelsen af andre faktorer (temperatur, fugtighed, interferens osv.), er stabiliteten af frekvensen af selvsvingninger af generatoren normalt lav.
I synkroniserings- eller frekvensdelingstilstand bestemmes gentagelseshastigheden af de genererede impulser af frekvensen af den eksterne synkroniseringsspænding (sinusformet eller pulseret), der leveres til generatorkredsløbet. Pulsgentagelsesfrekvensen er lig med eller et multiplum af synkroniseringsspændingsfrekvensen.
En generator af periodisk gentagne rektangulære impulser af afspændingstypen kaldes en multivibrator.
Multivibratorkredsløbet kan implementeres både på diskrete elementer og i integreret design.
Multivibrator baseret på diskrete elementer. Denne multivibrator bruger to forstærkningstrin dækket af feedback. Et tilbagekoblingsben er dannet af en kondensator og en modstand 
og den anden - 
Og 
(Fig. 6.16).
tilstand og sikrer generering af periodisk gentagne impulser, hvis form er tæt på rektangulær.
I en multivibrator kan begge transistorer være i aktiv tilstand i meget kort tid, da kredsløbet som følge af positiv feedback hopper ind i en tilstand, hvor den ene transistor er åben og den anden er lukket.
Lad os for bestemthed antage, at på tidspunktet 
transistor VT1
åben og mættet, og transistoren VT2
lukket (fig. 6.17). Kondensator 
På grund af strømmen, der flyder i kredsløbet på tidligere tidspunkter, oplades det til en bestemt spænding. Polariteten af denne spænding er sådan, at til bunden af transistoren VT2
der påføres en negativ spænding i forhold til emitteren og VT2
lukket. Da den ene transistor er lukket, og den anden er åben og mættet, er selvexciteringsbetingelsen ikke opfyldt i kredsløbet, da forstærkningsfaktorerne for trinene 
.
I denne tilstand forekommer to processer i kredsløbet. En proces er forbundet med strømmen af kondensatoropladningsstrøm 
fra strømkilden gennem modstandskredsløbet 
– åben transistor VT1
.Den anden proces skyldes ladningen af kondensatoren 
gennem en modstand 
og transistorens basiskredsløb VT1
, hvilket resulterer i spænding ved transistorens kollektor VT2
stiger (fig. 6.17). Da modstanden inkluderet i transistorens basiskredsløb har en højere modstand end kollektormodstanden ( 
), kondensatoropladningstid 
mindre tid til at genoplade kondensatoren 
.
|
|
Kondensatoropladningsproces |
er eksponentiel i naturen med en tidskonstant 
. 
Derfor er kondensatorens opladningstid 
, samt stigetiden for kollektorspændingen 
, dvs. varigheden af pulsfronten 
. 
I løbet af denne tid kondensatoren 
opladning op til spænding 
.På grund af kondensator overopladning VT2
basisspænding 
transistor VT2
transistor VT1
vokser, men for nu 
.
lukket og transistoren 
åben, fordi dens base er forbundet til den positive pol på strømforsyningen gennem en modstand 
Grundlæggende VT1
og samler
transistor spænding 
dog ændres de ikke. Denne tilstand af kredsløbet kaldes kvasi-stabil. VT2
På et tidspunkt VT2
som kondensatoren genoplades, spændingen ved bunden af transistoren 
når åbningsspændingen og transistoren VT2
skifter til aktiv driftstilstand, for hvilken 
. Ved åbning 
kollektorstrømmen stiger 
og falder tilsvarende VT1
. Formindske 
forårsager et fald i transistorens basisstrøm 
, hvilket igen fører til et fald i kollektorstrømmen VT2
. Nuværende reduktion 
, forgrener sig ind i bunden af transistoren VT2
Og 
.
Efter transistoren VT1
afslutter mætningstilstanden, er selvexciteringstilstanden opfyldt i kredsløbet: 
. I dette tilfælde fortsætter processen med at skifte kredsløbet som en lavine og slutter, når transistoren VT2
går i mætningstilstand, og transistoren VT1
– til afbrydelsestilstand.
Efterfølgende den næsten afladede kondensator 
(
) oplades fra en strømkilde gennem et modstandskredsløb 
– grundlæggende kredsløb for en åben transistor VT2
efter eksponentiel lov med tidskonstant 
. Som et resultat over tid 
spændingen over kondensatoren stiger 
til 
og fronten af kollektorspændingen dannes 
.På grund af kondensator overopladning VT1
.
Transistor slukket tilstand VT1
sikret ved, at oprindeligt opladet til spænding 
kondensator 
gennem en åben transistor VT2
forbundet til transistorens base-emitter-gab VT1
, som opretholder en negativ spænding ved sin base. Over tid ændres blokeringsspændingen ved basen som kondensatoren 
genoplades gennem modstandskredsløbet 
– åben transistor VT2
. På et tidspunkt 
transistor basisspænding VT1
når værdien 
og den åbner.
I kredsløbet er selvexcitationstilstanden igen opfyldt, og der udvikles en regenerativ proces, som et resultat af hvilken transistoren VT1
går i mætningstilstand, og VT2
lukker. Kondensator 
viser sig at være opladet til spænding 
, og kondensatoren 
næsten tom( 
). Dette svarer til et øjeblik i tiden 
, hvorfra overvejelsen af processer i kredsløbet begyndte. På dette fuld cyklus Driften af multivibratoren slutter, da processerne i kredsløbet i fremtiden gentages.
Som det følger af timingdiagrammet (fig. 6.17), i en multivibrator kan periodisk gentagne rektangulære impulser fjernes fra kollektorerne på begge transistorer. I det tilfælde, hvor belastningen er forbundet til transistorens kollektor VT2
, pulsvarighed 
bestemmes af processen med genopladning af kondensatoren 
og varigheden af pausen 
– processen med at genoplade kondensatoren 
.
Kondensator genopladningskredsløb 
indeholder et reaktivt element, derfor hvor 
;
;.
Således,.
Genopladningsproces 
slutter på tidspunktet 
, Hvornår 
. Som følge heraf varigheden af den positive impuls af transistorens kollektorspænding VT2
bestemmes af formlen:
.
I det tilfælde, hvor multivibratoren er lavet på germaniumtransistorer, er formlen forenklet, da 
.
Kondensator genopladningsproces 
, som bestemmer varigheden af pausen 
mellem transistorkollektorspændingsimpulser VT2
, fortsætter i det samme ækvivalente kredsløb og under de samme betingelser som processen med at genoplade kondensatoren 
, kun med en anden tidskonstant: 
. Derfor formlen til beregning 
svarende til formlen for beregning 
:
.
Typisk i en multivibrator justeres pulsvarigheden og pausevarigheden ved at ændre modstandenes modstand 
Og 
.
Fronternes varighed afhænger af transistorernes åbningstid og bestemmes af kondensatorens ladetid gennem kollektormodstanden på samme arm 
. Ved beregning af en multivibrator er det nødvendigt at opfylde betingelsen om mætning af en åben transistor 
. Til transistor VT2
eksklusive strøm 
genopladning af kondensator 
strøm 
. Derfor for transistoren VT1
mætningstilstand 
, og for en transistor VT2
-
.
Frekvensen af genererede impulser 
. Den største hindring for at øge pulsgenereringsfrekvensen er den lange pulsstigningstid. Reduktion af varigheden af pulsfronten ved at reducere modstanden af kollektormodstandene kan føre til svigt af mætningstilstanden.
Med en høj grad af mætning i det betragtede multivibratorkredsløb er tilfælde mulige, når begge transistorer efter tænding er mættede, og der ikke er nogen svingninger. Dette svarer til en streng selv-excitationstilstand. For at forhindre dette skal du vælge driftstilstanden for den åbne transistor nær mætningsgrænsen for at opretholde tilstrækkelig forstærkning i feedbackkredsløbet og også bruge specielle multivibratorkredsløb.
Hvis pulsvarigheden 
lig med varighed 
, hvilket normalt opnås ved , så kaldes en sådan multivibrator symmetrisk.
Stigetiden for de impulser, der genereres af multivibratoren, kan reduceres væsentligt, hvis der yderligere indføres dioder i kredsløbet (fig. 6.18).
Når for eksempel en transistor slukker VT2
og kollektorspændingen begynder at stige, derefter til dioden VD2
omvendt spænding påføres, den lukker og slukker derved for ladekondensatoren 
fra transistorens kollektor VT2
. Som et resultat oplader kondensatoren strøm 
strømmer ikke længere gennem modstanden 
, og gennem en modstand 
. Følgelig varigheden af frontimpulsen af kollektorspændingen 
er nu kun bestemt af processen med at lukke transistoren VT2
. En diode fungerer på samme måde. VD1
ved opladning af en kondensator 
.
Selvom stigningstiden i et sådant kredsløb reduceres væsentligt, forbliver opladningstiden for kondensatorerne, som begrænser impulsernes arbejdscyklus, stort set uændret. Tidskonstanter 
Og 
kan ikke reduceres ved at reducere 
. Modstand 
i transistorens åbne tilstand er den forbundet gennem en åben diode parallelt med modstanden 
.Som et resultat, hvornår 
Strømforbruget af kredsløbet stiger.
Multivibrator på integrerede kredsløb(Fig. 6.19) Det enkleste kredsløb indeholder to inverterende logiske elementer LE1 Og LE2, to timing kæder 
Og 
og dioder VD1
,
VD2
.
|
|
|
Lad os antage det på tidspunktet gennem en modstand LE2 Indgangsspænding |
|
(Fig. 6.20) spænding 
, A 
. 
Hvis strømmen gennem kondensatoren 
ikke lækker, så er spændingen på den LE1
, og ved elementindgangen 
. En kondensatorladestrøm flyder i kredsløbet LE1 fra 
.
efterhånden som kondensatoren oplades 
,LE2 er faldende, men indtil videre
er på nul ved udgangen. 
På et tidspunkt LE2
og ved udgangen LE1. Som et resultat ved indgangen 
gennem en kondensator 
, som oplades til spænding LE1, påføres spænding og 
går til nultilstand LE1. Siden udgangsspændingen 
faldet, derefter kondensatoren 
begynder at aflade. Som et resultat, modstanden VD2
en spænding med negativ polaritet vil opstå, dioden vil åbne 
og kondensator 
vil hurtigt aflades til spænding LE2
.
. Efter denne proces er afsluttet, indgangsspændingen 
Samtidig oplades kondensatoren i kredsløbet. LE1 og over tid indgangsspændingen 
falder. Når på et tidspunkt 
,
,
spænding 
, og kondensatoren 
. Processerne begynder at gentage sig selv. Kondensatoren oplades igen VD1
aflades gennem en åben diode 
. Da modstanden af den åbne diode er meget mindre end modstanden af modstandene 
, Og 
Og 
, kondensatorafladning
sker hurtigere end deres opladning. LE1 Indgangsspænding 
i tidsintervallet 
bestemt af kondensatoropladningsprocessen 
;
:, Hvor 
;
- udgangsmodstand for det logiske element i en tilstand; 
, hvor 
. Når LE2, dannelsen af pulsen ved udgangen af elementet ender
.
derfor pulsvarigheden 
til 
Varigheden af pausen mellem pulser (tidsinterval fra 
) bestemmes af processen med at oplade kondensatoren
.
, Det er derfor
Varigheden af fronten af de genererede impulser bestemmes af koblingstiden for de logiske elementer. 
I tidsdiagrammet (fig. 6.20) ændres amplituden af udgangsimpulserne ikke:
, da det logiske elements udgangsmodstand ikke blev taget i betragtning under dets konstruktion. Under hensyntagen til endeligheden af denne udgangsmodstand vil amplituden af pulserne ændre sig.
|
|
Ulempen ved det betragtede som simpleste multivibratorkredsløb baseret på logiske elementer er den hårde selvexciteringstilstand og det tilhørende mulige fravær af en oscillerende driftstilstand. Denne ulempe ved kredsløbet kan elimineres, hvis du yderligere indfører et OG-logisk element (fig. 6.21). Når multivibratoren genererer impulser, vil outputtet
LE3 
. Men på grund af den strenge selv-exciteringstilstand er det muligt, at når strømforsyningsspændingen er tændt, på grund af den lave spændingsstigning, er ladestrømmen af kondensatorerne 
Og 
viser sig at være lille. I dette tilfælde er spændingsfaldet over modstandene 
Og 
kan være mindre end tærskelværdien 
og begge elementer( LE1 Og LE2) vil befinde sig i en tilstand, hvor spændingerne ved deres udgange 
. Med denne kombination af indgangssignaler ved udgangen af elementet Når multivibratoren genererer impulser, vil outputtet spænding vil opstå 
, som gennem en modstand 
leveres til elementindgangen LE2. Fordi 
, Det LE2 overføres til nultilstand, og kredsløbet begynder at generere impulser.
Til at bygge rektangulære impulsgeneratorer, sammen med diskrete elementer og LE'er i et integreret design, bruges operationsforstærkere.
|
Multivibrator på en operationsforstærker har to feedback-kredsløb (fig. 6.22). Feedbackkredsløbet for den ikke-inverterende indgang er dannet af to modstande ( |
|
Og 
) og derfor 
. 
,
Feedback på det inverterende input dannes af en kæde 
derfor spændingen ved den inverterende indgang 
.
|
afhænger ikke kun af spændingen ved forstærkerens udgang, men er også en funktion af tiden, da |
|
Vi vil overveje de processer, der forekommer i multivibratoren, startende fra tidspunktet 
(Fig. 6.23), når udgangsspændingen er positiv ( 
).
I dette tilfælde kondensatoren 
som et resultat af processer, der forekommer på tidligere tidspunkter, oplades den på en sådan måde, at en negativ spænding påføres den inverterende input. 
Den ikke-inverterende indgang har en positiv spænding 
. Spænding 
forbliver konstant, og spændingen ved den inverterende indgang 
.
stiger over tid, tendens til niveauet 
, da processen med at genoplade kondensatoren foregår i kredsløbet 
.
transistor spænding 
Dog indtil videre 
, forstærkerens tilstand bestemmer spændingen ved den ikke-inverterende indgang, og udgangsniveauet opretholdes 
Spændingerne ved operationsforstærkerens indgange bliver lig med: 
. Yderligere lille stigning 
fører til, at den differentielle (differens)spænding ved forstærkerens inverterende indgang 
viser sig at være positiv, så udgangsspændingen falder kraftigt og bliver negativ 
.
transistor spænding 
. Da spændingen ved udgangen af operationsforstærkeren har ændret polaritet, er kondensatoren 
genoplades efterfølgende, og spændingen på den, såvel som spændingen ved den inverterende indgang, har en tendens til at 
igen 
. Spændingen ved den ikke-inverterende indgang ændres også brat 
. Kondensator 
, som på det tidspunkt 
ladet til en negativ spænding, genoplades igen, og spændingen ved den inverterende indgang stiger, hvilket har tendens til 
. Siden i dette tilfælde 
, så forbliver spændingen ved forstærkerudgangen konstant. Som følger af tidsdiagrammet (fig. 6.23), på tidspunktet 
kredsløbets fulde cyklus slutter, og i fremtiden gentages processerne i det. Der genereres således periodisk gentagne rektangulære impulser ved udgangen af kredsløbet, hvis amplitude kl. 
lig med 
. Pulsvarighed (tidsinterval 
) bestemmes af den tid, det tager at genoplade kondensatoren 
ifølge den eksponentielle lov fra 
til 
med tidskonstant 
, Hvor 
– udgangsimpedans for operationsforstærkeren. Fordi i pausen (interval 
) kondensatoren genoplades under nøjagtig de samme forhold som under dannelsen af impulser, så 
. Derfor fungerer kredsløbet som en symmetrisk multivibrator.
sker med tidskonstant 
. Med en negativ udgangsspænding ( 
) diode åben VD2
og kondensatorens genopladningstidskonstant 
, som bestemmer varigheden af pausen, 
.
En standby multivibrator eller monovibrator har én stabil tilstand og giver generering af rektangulære impulser, når korte triggerimpulser påføres kredsløbets input.
Enkelt vibrator baseret på diskrete elementer består af to amplifikationstrin dækket af positiv feedback (fig. 6.25).
|
|
En tilbagekoblingsgren, som i en multivibrator, er dannet af en kondensator |
og modstand 
; 
den anden er en modstand 
, inkluderet i det fælles kredsløb af emitterne for begge transistorer.Takket være denne inklusion af modstanden VT1
base-emitter spænding VT2
transistor VT2
afhænger af transistorens kollektorstrøm VT1
. Dette kredsløb kaldes en emitterkoblet enkeltvibrator. Kredsløbsparametrene beregnes på en sådan måde, at transistoren i den oprindelige tilstand, i fravær af indgangsimpulser, 
.
var åben og rig, og VT2
var i cutoff-tilstand. Denne tilstand af kredsløbet, som er stabil, er sikret, når følgende betingelser er opfyldt: 
Lad os antage, at monovibratoren er i en stabil tilstand. Så vil strømme og spændinger i kredsløbet være konstante. Transistor base 
gennem en modstand 
forbundet til strømforsyningens positive pol, som i princippet sikrer transistorens åbne tilstand. For at beregne samleren
.
og grundlæggende 
Og 
strømme har vi et ligningssystem
.
Efter at have bestemt strømningerne herfra 
Og 
, er det resulterende udtryk væsentligt forenklet: 
.
På en modstand 
på grund af strømmene 
,
der skabes spændingsfald 
. Som et resultat, potentialforskellen mellem basen og emitteren af transistoren VT1
bestemmes af udtrykket:
Hvis betingelsen er opfyldt i kredsløbet 
, derefter transistoren VT1
lukket. Kondensator 
samtidig opladet til spænding. Polariteten af spændingen over kondensatoren er vist i fig. 6,25.
|
Lad os antage det på tidspunktet |
|
(Fig. 6.26) modtages en impuls ved indgangen til kredsløbet, hvis amplitude er tilstrækkelig til at åbne transistoren VT1
. VT1
Som et resultat begynder processen med at åbne transistoren i kredsløbet 
ledsaget af en stigning i kollektorstrøm 
.
og et fald i kollektorspændingen VT1
Når transistoren 
åbner, kondensator VT2
viser sig at være forbundet til transistorens base-emitter-område VT2
sådan at basispotentialet bliver negativt og transistoren VT1
går i afskæringstilstand. Kredsløbsskifteprocessen er lavinelignende i sin natur, da selvexciteringsbetingelsen på dette tidspunkt er opfyldt i kredsløbet. Omkoblingstiden for kredsløbet bestemmes af varigheden af transistorkoblingsprocesserne VT2
og sluk for transistoren
og er en brøkdel af et mikrosekund. VT2
var i cutoff-tilstand. Denne tilstand af kredsløbet, som er stabil, er sikret, når følgende betingelser er opfyldt: 
Når transistoren slukker VT2
kollektor- og basisstrømme holder op med at flyde VT1
. Som et resultat, transistoren 
forbliver åben selv efter afslutningen af indgangsimpulsen. På dette tidspunkt på modstanden 
.
spændingsfald VT1
Tilstand af kredsløbet, når transistoren VT2
åben og 
var i cutoff-tilstand. Denne tilstand af kredsløbet, som er stabil, er sikret, når følgende betingelser er opfyldt: 
lukket og næsten stabilt. Kondensator VT1
, åben transistor 
og modstand 
viser sig at være forbundet til strømkilden på en sådan måde, at spændingen på den har modsat polaritet. En kondensator genoplade strøm flyder i kredsløbet VT2
, og spændingen over den, og derfor i bunden af transistoren
stræber efter et positivt niveau. 
Spændingsændring 
er eksponentiel af natur: hvor VT2
. Startspænding ved bunden af transistoren 
bestemt af den spænding, som kondensatoren oprindeligt er opladet til
og restspænding på den åbne transistor: VT2 , .
Den grænsespændingsværdi, som spændingen ved bunden af transistoren har tendens til 
Det tages her i betragtning, at gennem en modstand 
ikke kun kondensatorens genopladningsstrøm flyder 
, men også aktuelle VT1
åben transistor
er på nul ved udgangen. 
falder. Når på et tidspunkt 
. Derfor,. 
når udløsningsspænding VT2
og transistor 
åbner. Tilsyneladende kollektorstrøm 
skaber et yderligere spændingsfald over modstanden 
, hvilket fører til et fald i spændingen 
. Dette forårsager et fald i basen 
og samler 
. Positiv stigning af transistorkollektorspænding VT1
. Som et resultat ved indgangen 
overføres til transistorens basiskredsløb VT2
og bidrager til en endnu større stigning i dens kollektorstrøm 
. En regenerativ proces udvikler sig igen i kredsløbet, der ender med transistoren VT1
lukker og transistoren VT2
går i mætningstilstand. Dette fuldender processen med at generere en impuls. Pulsvarigheden bestemmes ved at putte 
:
.
Efter afslutningen af pulsen oplades kondensatoren i kredsløbet. 
gennem et kredsløb bestående af modstande 
,
og emitterkredsløb af en åben transistor VT2
. I det indledende øjeblik, basisstrømmen 
.På grund af kondensator overopladning VT2
lig med summen af kondensatorens ladestrømme 
: nuværende 
, begrænset af modstanden af modstanden 
, og strømmen, der løber gennem modstanden 
. Når kondensatoren oplades 
strøm 
transistorens basisstrøm falder og falder følgelig VT2
, der tenderer til en stationær værdi bestemt af modstanden 
. Som et resultat åbner transistoren i øjeblikket VT2
spændingsfald over modstanden 
viser sig at være større end den stationære værdi, hvilket fører til en stigning i den negative spænding ved bunden af transistoren VT1
. Når spændingen over kondensatoren når 
kredsløbet vender tilbage til sin oprindelige tilstand. Varigheden af k
, som kaldes genopretningsstadiet, bestemmes af relationen.
Minimum gentagelsesperiode for one-shot pulser 
, og den maksimale frekvens 
. Hvis intervallet mellem indgangsimpulser er mindre 
, derefter kondensatoren 
vil ikke have tid til at genoplade, og dette vil føre til en ændring i varigheden af de genererede impulser.
Amplituden af de genererede impulser bestemmes af spændingsforskellen over transistorkollektoren VT2 i lukket og åben tilstand.
Et one-shot kan implementeres på basis af en multivibrator, hvis en tilbagekoblingsgren gøres ikke kapacitiv, men der indføres modstand og en spændingskilde 
(Fig. 6.27). Et sådant kredsløb kaldes en enkelt-vibrator med kollektor-base forbindelser.
Til bunden af transistoren VT2
negativ spænding påføres, og den er lukket. Kondensator 
opladet til spænding 
. I tilfælde af germanium transistorer 
.
Kondensator 
, der fungerer som en boost-kondensator, oplades til spænding 
. Denne tilstand af kredsløbet er stabil.
Når det påføres bunden af transistoren VT2 oplåsningsimpuls (fig. 6.28), begynder processerne med at åbne transistoren at finde sted i kredsløbet VT2 og lukning af transistoren VT1 .
|
I dette tilfælde er selvexcitationstilstanden opfyldt, den regenerative proces udvikler sig, og kredsløbet går i en kvasi-stabil tilstand. VT1
Transistor |
|
En negativ spænding påføres dens base. Transistor VT2
forbliver åben selv efter slutningen af indgangssignalet, da transistorens kollektorpotentiale VT1
når den lukkede, steg den, og spændingen ved basen steg tilsvarende VT2
.
Når kredsløbet skiftes, dannes fronten af udgangsimpulsen, som normalt fjernes fra transistorens kollektor VT1
. Efterfølgende gennemgår kredsløbet en proces med genopladning af kondensatoren 
.Spænding på den 
, og derfor spændingen ved basen 
transistor VT1
ændringer i henhold til eksponentiel lov 
,Hvor 
.
Når på et tidspunkt 
basisspændingen når 
, transistor VT1
åbner, spænding på sin solfanger 
transistoren falder og slukker VT2
. I dette tilfælde dannes en afskæring af udgangsimpulsen. Vi får pulsvarigheden, hvis vi sætter 
:
.
Fordi 
, Det . Udsnitsvarighed 
.
Efterfølgende løber en kondensatorladestrøm i kredsløbet 
var i cutoff-tilstand. Denne tilstand af kredsløbet, som er stabil, er sikret, når følgende betingelser er opfyldt: 
og basiskredsløbet for den åbne transistor VT1
. Varigheden af denne proces, som bestemmer gendannelsestiden for kredsløbet, 
.
Amplituden af udgangsimpulserne i et sådant one-shot kredsløb er næsten lig med strømkildens spænding.
One-shot logisk gate. For at implementere et one-shot på logiske elementer, bruges AND-NOT elementer normalt. Blokdiagrammet for en sådan one-shot enhed inkluderer to elementer ( LE1 Og LE2) og tidskæde 
(Fig. 6.29). Indgange LE2 kombineret, og den fungerer som en inverter. Udgang LE2 tilsluttet en af indgangene LE1, og et styresignal leveres til dens anden indgang.
|
|
|
For at kredsløbet skal være i en stabil tilstand, skal styreindgangen LE1 spænding skal påføres |
|
(Fig. 6.30). Under denne betingelse LE2 er i tilstanden "1", og LE1– i tilstanden "0". Enhver anden kombination af elementtilstande er ikke stabil. I denne tilstand er kredsløbet på modstanden 
der er noget spændingsfald, som skyldes strømmen LE2, strømmer ind
dets indgangskredsløb. Kredsløbet genererer en rektangulær impuls med et kortvarigt fald (tid 
) indgangsspænding 
. Efter et tidsinterval svarende til 
(ikke vist i fig. 6.29), ved udgangen LE1 spændingen vil stige. Denne spændingsstigning over kondensatoren 
videregivet til input LE2. Element LE2 skifter til tilstand "0". Således ved indgang 1 LE1 efter et tidsinterval 
spændingen begynder at træde i kraft 
og dette element vil forblive i tilstanden af en, selv om efter tid 
spænding 
vil igen blive lig med logisk "1". For normal drift af kredsløbet er det nødvendigt, at indgangspulsvarigheden 
.
Når kondensatoren oplades 
udgangsstrøm LE1 falder. Spændingen falder derfor med 
:
. Samtidig stiger spændingen lidt 
, stræber efter spænding 
, som ved skift LE1 i tilstand "1" var der mindre 
på grund af spændingsfaldet over udgangsmodstanden LE1. Denne kredsløbstilstand er midlertidigt stabil.
er på nul ved udgangen. 
falder. Når på et tidspunkt 
når tærsklen 
og element LE2 skifter til tilstand "1". For at indtaste 1 LE1 signal er givet 
og den skifter til logtilstanden. "0". I dette tilfælde kondensatoren 
, som ligger i tidsintervallet fra 
til 
opladet, begynder at aflade gennem udgangsmodstanden LE1 og diode VD1
. Efter at tiden er gået 
, bestemt af kondensatorafladningsprocessen 
, vender kredsløbet tilbage til sin oprindelige tilstand.
Altså output LE2 en rektangulær impuls genereres. Dens varighed, afhængig af tidspunktet for reduktion 
til 
, bestemmes af relationen 
, Hvor 
– udgangsimpedans LE1 i tilstand "1". Kredsløbsgendannelsestid , hvor 
– udgangsimpedans LE1 i tilstand "0"; 
– intern modstand af dioden i åben tilstand.
og spændingen ved den inverterende indgang er lille: 
, Hvor 
spændingsfald over dioden i åben tilstand. Spændingen ved den ikke-inverterende indgang er også konstant: 
, og siden 
, så holdes udgangsspændingen konstant 
.
Når indsendt dengang 
indgangsimpuls med positiv polaritetsamplitude 
spændingen ved den ikke-inverterende indgang bliver større end spændingen ved den inverterende indgang og udgangsspændingen bliver pludselig lig med 
. Samtidig stiger spændingen ved den ikke-inverterende indgang også brat til 
. Samtidig med dioden VD lukker, kondensator 
begynder at oplade, og den positive spænding stiger ved den inverterende indgang (fig. 6.32). Farvel 
spændingen opretholdes ved udgangen 
. På et tidspunkt 
på 
polariteten af udgangsspændingen ændres, og spændingen ved den ikke-inverterende indgang får sin oprindelige værdi, og spændingen 
begynder at falde, når kondensatoren aflades 
.
|
Når Kredsløbet ser ud til at være i en stabil tilstand. |
|
når værdien 
, åbner dioden VD, og på dette tidspunkt stopper processen med at ændre spændingen ved den inverterende indgang.
Pulsvarighed bestemt af den eksponentielle proces med kondensatoropladning 
med tidskonstant 
fra spænding 
til 
.
Fordi 
, Det 
.
, er lige 
Gendannelsestiden for kredsløbet bestemmes af varigheden af kondensatorafladningsprocessen 
til 
fra 
.
og under hensyntagen til de accepterede forudsætninger Generatorer på tilvejebringe dannelsen af impulser med en amplitude på op til snesevis af volt; Varigheden af stigningerne afhænger af operationsforstærkerens frekvensbånd og kan være en brøkdel af et mikrosekund.
En blokerende oscillator er en afslapnings-type pulsgenerator i form af en enkelt-trins forstærker med positiv feedback skabt ved hjælp af en transformer. Den blokerende oscillator kan fungere i standby og selvoscillerende tilstande.
Standby-tilstand blokering-generator Ved drift i standbytilstand har kredsløbet en enkelt stabil tilstand og genererer rektangulære impulser, når triggerimpulser modtages ved indgangen. Den stabile tilstand af blokeringsoscillatoren på en germaniumtransistor opnås ved at inkludere en forspændingskilde i basiskredsløbet. Ved brug af en siliciumtransistor kræves der ingen forspændingskilde, fordi transistoren er lukket ved nul basisspænding (figur 6.33).
|
|
Positiv feedback i kredsløbet manifesteres i det faktum, at med en stigning i strømmen i transformatorens primære (kollektor) vikling, dvs. transistorens kollektorstrøm ( |
), induceres en spænding med en sådan polaritet i den sekundære (basis)vikling, at basispotentialet øges. Og omvendt hvornår 
grundspændingen falder. En sådan forbindelse realiseres ved passende at forbinde begyndelsen af transformatorviklingerne (vist med prikker i fig. 6.33).
I de fleste tilfælde har transformatoren en tredje (belastning) vikling, som belastningen er forbundet til 
.
Spændingerne på transformatorens viklinger og strømmene, der flyder i dem, er relateret til hinanden som følger: 
,
,
,
Hvor 
,
– transformationskoefficienter; 
– antal vindinger af henholdsvis primær-, sekundær- og belastningsviklingen.
Varigheden af transistorskifteprocessen er så kort, at magnetiseringsstrømmen praktisk talt ikke øges i løbet af denne tid ( 
). Derfor forenkles den aktuelle ligning, når man analyserer den forbigående proces med at tænde en transistor: 
.
|
Når indsendt dengang |
|
til bunden af oplåsningsimpulstransistoren 
(Fig. 6.34) stiger strømmen 
, transistoren skifter til aktiv tilstand, og en kollektorstrøm vises 
. 
Forøgelse af solfangerstrømmen med mængden 
fører til en stigning i spændingen på transformatorens primærvikling
, efterfølgende vækst af den reducerede 
basisstrøm 
.
og den faktiske strøm, der flyder i transistorens basiskredsløb, 
Således den indledende ændring i basisstrøm 
som et resultat af processer, der forekommer i kredsløbet, fører til en yderligere ændring i denne strøm 
, så har processen med at ændre strømme og spændinger en lavine-lignende karakter. Følgelig er betingelsen for selvexcitering af den blokerende oscillatoren: 
.
I fravær af belastning ( 
) denne betingelse er forenklet: 
. Fordi 
, så opfyldes selv-exciteringstilstanden i blokeringsgeneratoren ganske let.
Processen med at åbne transistoren, ledsaget af dannelsen af en pulsfront, slutter, når den går i mætningstilstand. I dette tilfælde ophører selvexcitationsbetingelsen med at være opfyldt, og toppen af pulsen dannes efterfølgende. Da transistoren er mættet: 
, så tilføres spænding til transformatorens primære vikling 
og reduceret basisstrøm 
, samt belastningsstrøm 
, viser sig at være konstant. Magnetiseringsstrømmen under dannelsen af pulsspidsen kan bestemmes ud fra ligningen 
, hvorfra ved nul begyndelsesbetingelser vi får 
.
Således stiger magnetiseringsstrømmen i blokeringsgeneratoren, når transistoren er mættet, med tiden ifølge en lineær lov. I overensstemmelse med strømligningen stiger transistorens kollektorstrøm også ifølge en lineær lov 
.
Over tid falder transistorens mætningsniveau, da basisstrømmen forbliver konstant. 
, og kollektorstrømmen stiger. På et tidspunkt stiger kollektorstrømmen så meget, at transistoren skifter fra mætningstilstand til aktiv tilstand, og selvexciteringstilstanden for den blokerende oscillatoren begynder at blive opfyldt igen. Det er indlysende, at varigheden af pulsspidsen 
bestemmes af den tid, hvor transistoren er i mætningstilstand. Grænsen for mætningstilstanden svarer til tilstanden 
. Derfor, 
.
Herfra får vi formlen til at beregne varigheden af pulsspidsen:
.
Magnetiseringsstrøm 
under dannelsen af toppen af pulsen, øges den også i det øjeblik, hvor denne proces afsluttes, dvs. 
, når værdien 
.
Da strømkildens spænding påføres den primære vikling af pulstransformatoren, når toppen af pulsen dannes 
, derefter amplituden af pulsen på belastningen 
.
Når transistoren skifter til aktiv tilstand, falder kollektorstrømmen 
. Der induceres en spænding i sekundærviklingen, hvilket fører til et fald i basisspænding og strøm, hvilket igen forårsager et yderligere fald i kollektorstrømmen. En regenerativ proces udvikler sig i kredsløbet, som et resultat af hvilken transistoren går i afskæringstilstand, og der dannes en pulsafskæring.
Den lavinelignende proces med at lukke transistoren har så kort varighed, at magnetiseringsstrømmen 
i løbet af denne tid ændres praktisk talt ikke og forbliver lige 
. Følgelig, når transistoren lukker i induktans 
energi lagret 
. Denne energi spredes kun i belastningen 
, da kollektor- og basiskredsløbene i den lukkede transistor er åbne. I dette tilfælde falder magnetiseringsstrømmen eksponentielt: 
, Hvor 
– tidskonstant. Strømmer gennem en modstand 
strømmen skaber en omvendt spændingsstigning over den, hvis amplitude er 
, som også er ledsaget af en spændingsstigning ved bunden og kollektoren af den lukkede transistor 
. Brug af den tidligere fundne relation til 
, vi får:
,
.
Processen med spredning af energi lagret i en pulstransformator, som bestemmer gendannelsestiden for kredsløbet 
, slutter efter et tidsinterval 
, hvorefter kredsløbet vender tilbage til sin oprindelige tilstand. Ekstra kollektorspændingsstigning 
kan være væsentlig. Derfor tages der i blokeringsgeneratorkredsløbet foranstaltninger til at reducere værdien 
, hvortil et dæmpningskredsløb bestående af en diode er forbundet parallelt med belastningen eller i primærviklingen VD1
og modstand 
, hvis modstand 
(Fig. 6.33). Når en puls dannes, er dioden lukket, da en spænding med omvendt polaritet påføres den, og dæmpningskredsløbet påvirker ikke processerne i kredsløbet. Når der opstår en spændingsstigning i primærviklingen, når transistoren er slukket, påføres en fremadgående spænding på dioden, den åbner og strøm løber gennem modstanden 
. Fordi 
, så kollektorspændingsstigningen 
og omvendt spændingsstigning på 
er væsentligt reduceret. Dette øger dog restitutionstiden: 
.
En modstand er ikke altid forbundet i serie med dioden 
, og så viser amplituden af burst sig at være minimal, men dens varighed øges.
impulser. Vi vil overveje de processer, der forekommer i kredsløbet, startende fra tidspunktet 
, når spændingen på kondensatoren 
når værdien 
og transistoren vil åbne (fig. 6.36).
Da spændingen på den sekundære (basis) vikling forbliver konstant under dannelsen af toppen af pulsen 
, så når kondensatoren oplades, falder basisstrømmen eksponentielt 
, Hvor 
- modstand af den mættede transistors base-emitter-område; 
– tidskonstant.
I overensstemmelse med strømligningen bestemmes transistorens kollektorstrøm af udtrykket 
.
Af ovenstående relationer følger det, at i en selvoscillerende blokerende oscillator under dannelsen af toppen af pulsen ændres både basis- og kollektorstrømmene. Som det kan ses, falder basisstrømmen over tid. Kollektorstrømmen kan i princippet både stige og falde. Det hele afhænger af forholdet mellem de to første led i det sidste udtryk. Men selvom kollektorstrømmen falder, er den langsommere end basisstrømmen. Derfor, når basisstrømmen af transistoren falder, opstår der et øjeblik i tiden 
, når transistoren kommer ud af mætningstilstand, og processen med at danne toppen af pulsen slutter. Varigheden af toppen af pulsen bestemmes således af relationen 
. Så kan vi skrive den aktuelle ligning for det øjeblik, hvor dannelsen af toppen af pulsen er afsluttet:
.
Efter nogle transformationer har vi 
. Den resulterende transcendentale ligning kan forenkles under betingelsen 
. Ved at bruge den eksponentielle serieudvidelse og begrænse os til de to første led 
, får vi en formel til at beregne varigheden af pulsspidsen 
, Hvor 
.
Under dannelsen af toppen af pulsen på grund af strømmen af basisstrømmen af transistoren, spændingen på kondensatoren 
ændres, og når transistoren lukker bliver den ens 
. At erstatte værdien i dette udtryk 
og ved at integrere får vi:
.
Når transistoren skifter til den aktive driftstilstand, begynder selvexciteringsbetingelsen at blive opfyldt igen, og en lavinelignende proces med dens lukning sker i kredsløbet. Som i standby-blokeringsgeneratoren, efter at transistoren er lukket, opstår processen med spredning af energien, der er lagret i transformeren, ledsaget af forekomsten af overspændinger i kollektoren og basisspændingerne. Efter at denne proces er afsluttet, fortsætter transistoren med at være i slukket tilstand på grund af det faktum, at den negative spænding af den ladede kondensator påføres basen 
. Denne spænding forbliver ikke konstant, da i den lukkede tilstand af transistoren gennem kondensatoren 
, åben transistor 
genopladestrøm flyder fra strømkilden 
. Derfor, som kondensatoren genoplades 
spændingen i bunden af transistoren stiger eksponentielt 
, Hvor 
.
Når basisspændingen når 
, transistoren åbner, og pulsdannelsesprocessen begynder igen. Altså varigheden af pausen 
, bestemt af den tid, transistoren er i slukket tilstand, kan beregnes, hvis vi sætter 
. Så får vi 
.For en blokerende oscillator på en germaniumtransistor er den resulterende formel forenklet, da 
.
Blokerende generatorer har høj koefficient gavnlig effekt, da under pausen mellem impulser strømmen fra strømkilden praktisk talt ikke forbruges. Sammenlignet med multivibratorer og monovibratorer giver de dig mulighed for at opnå en højere arbejdscyklus og kortere pulsvarighed. En vigtig fordel ved at blokere generatorer er evnen til at opnå impulser, hvis amplitude er større end strømkildespændingen. For at gøre dette er det nok, at transformationsforholdet for den tredje (belastning) vikling 
. I en blokerende generator, hvis der er flere belastningsviklinger, er det muligt at udføre galvanisk isolation mellem belastningerne og modtage impulser med forskellige polariteter.
Det blokerende oscillatorkredsløb er ikke implementeret i et integreret design på grund af tilstedeværelsen af en pulstransformator.
Engang bad de mig om at lave et simpelt blink til at styre et relæ eller blinke med en lav-effekt pære. At samle en simpel multivibrator, hvad enten den er symmetrisk eller asymmetrisk, er på en eller anden måde triviel, og kredsløbet er ustabilt og ikke helt pålideligt, på trods af at det skal fungere ved en spænding på 24 volt. lastbil, og også størrelserne er ikke for store.
Ordning
Efter at have søgt på netværket efter kredsløb besluttede jeg at bruge dataarket til at inkludere det populære NE555N mikrokredsløb. En præcisionstimer, hvis omkostninger er meget lave - omkring 10 rubler per chip i en dyb pakke! Men da vores belastning ikke er helt svag, og der kan være behov for store strømme i forhold til timerens strømforsyning, har vi brug for en slags nøgle, som timeren selv vil styre.
Du kan tage en almindelig transistor, men den vil varme op på grund af store tab på grund af store fald ved overgangene - så jeg tog en højspændingsfelteffekttransistor til flere ampere strøm, med en strøm på lige 2 ampere, kræver slet ikke en radiator.
Selve 555 timeren har begrænsninger i forsyningsspændingen - omkring 18 volt, selvom den selv ved 15 let kan gå ned, så vi samler en kæde af en begrænsningsmodstand og en zenerdiode med en filterkondensator ved strømindgangen!
En regulator er indført i kredsløbet, så du kan dreje regulatorknappen for at ændre frekvensen af pærens blinkimpulser eller relædriften. Hvis justering ikke er påkrævet, kan du justere frekvensen til den ønskede, måle modstanden og derefter lodde den færdige. På ovenstående er der 2 regulatorer på én gang, som ændrer driftscyklussen (forholdet mellem tændt tilstand af output og slukket tilstand). Hvis et forhold på 1:1 er påkrævet, skal du fjerne alt undtagen en variabel modstand.
Video
Nogle af elementerne er lavet i dybe huse, nogle i SMD - for kompakthed og bedre layout generelt. Pulsgeneratorkredsløbet begyndte at fungere næsten umiddelbart efter tænding, var der kun tilbage at justere det til den ønskede frekvens. Det er tilrådeligt at fylde brættet med smelteklæber eller placere det i en plastikkasse, så bilejere ikke tænker på at skrue det direkte på kabinettet eller placere det på noget metal.